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反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法

發(fā)布時(shí)間:2021-03-25 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】隔離型變換器在電力電子系統(tǒng)中有著廣泛的應(yīng)用。在電力電子設(shè)備高效率與小型化需求越來(lái)越迫切的當(dāng)下,EMI濾波器元件也需要減小或移除。而其EMI問(wèn)題則成為了關(guān)鍵瓶頸。本次分享以反激(Flyback)變換器為例,來(lái)說(shuō)明如何通過(guò)變壓器的設(shè)計(jì)來(lái)降低傳導(dǎo)EMI。

隔離型變換器在電力電子系統(tǒng)中有著廣泛的應(yīng)用。在電力電子設(shè)備高效率與小型化需求越來(lái)越迫切的當(dāng)下,EMI濾波器元件也需要減小或移除。而其EMI問(wèn)題則成為了關(guān)鍵瓶頸。本次分享以反激(Flyback)變換器為例,來(lái)說(shuō)明如何通過(guò)變壓器的設(shè)計(jì)來(lái)降低傳導(dǎo)EMI。

傳導(dǎo)EMI與共模噪聲

隔離型變換器在電力電子系統(tǒng)中有著廣泛的應(yīng)用。在電力電子設(shè)備高效率與小型化需求越來(lái)越迫切的當(dāng)下,EMI濾波器元件也需要減小或移除。而其EMI問(wèn)題則成為了關(guān)鍵瓶頸。本次分享以反激(Flyback)變換器為例,來(lái)說(shuō)明如何通過(guò)變壓器的設(shè)計(jì)來(lái)降低傳導(dǎo)EMI。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 1. 消費(fèi)電子中的傳導(dǎo)EMI標(biāo)準(zhǔn)與測(cè)量。
 
在電力電子系統(tǒng)中,MOSFET,二極管等器件在高頻開關(guān)過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生高dv/dt節(jié)點(diǎn)與高di/dt環(huán)路,這些是EMI產(chǎn)生的根本原因。而傳導(dǎo)EMI噪聲可通過(guò)纜線或其他導(dǎo)體傳到受害設(shè)備。一些測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)(如CISPR22,EN55032/22等)規(guī)定了其限值。
 
傳導(dǎo)EMI可根據(jù)傳播途徑的不同分為兩類:差模和共模。差模噪聲(DM)主要在兩條線間流動(dòng),而共模電流則可通過(guò)設(shè)備對(duì)地的雜散電容以位移電流的形式流到地上,再流回電網(wǎng)。這兩種噪聲的傳播途徑和抑制機(jī)理不同。在測(cè)量中,我們可以使用噪聲分離器來(lái)得到它們,據(jù)此就可知道造成EMI超標(biāo)的原因到底是差模還是共模噪聲。值得一提的是,對(duì)于隔離型的變換器來(lái)說(shuō),其變壓器設(shè)計(jì)針對(duì)的是共模噪聲。下圖表示了一個(gè)反激變換器中的共模噪聲路徑。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 2. 反激變換器中的共模噪聲通路。
 
在反激變換器中,共模電流一般有兩條路徑。一是從原邊MOS管的漏級(jí)通過(guò)對(duì)地的雜散電容流到參考地上,并通過(guò)接在設(shè)備和參考地之間的LISNs流回被測(cè)設(shè)備;二是通過(guò)變壓器流到副邊,再通過(guò)副邊對(duì)地的雜散電容流到參考地,最終回到被測(cè)設(shè)備。對(duì)于第一條通路,在很多情況中,由于MOS有自身散熱器,通過(guò)把散熱器接地即可將共模電流引回原邊地而不會(huì)產(chǎn)生噪聲。這時(shí),變壓器的設(shè)計(jì)對(duì)于共模電流的抑制就至關(guān)重要。
 
變壓器與反激變換器建模
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 3. 傳統(tǒng)兩繞組變壓器模型。
 
傳統(tǒng)變壓器的建模一般是在每?jī)蓚€(gè)節(jié)點(diǎn)之間連接雜散電容。同時(shí),因?yàn)樵边呺妷嚎梢杂脙蓚€(gè)有線性關(guān)系的電壓源等效,適當(dāng)化簡(jiǎn)后剩下四個(gè)電容。然而,在實(shí)際電路中,通常我們會(huì)使用多繞組變壓器,比如需要給芯片供電的輔助繞組,多個(gè)輸出繞組等等。這時(shí),模型會(huì)變得非常復(fù)雜,因此,對(duì)變壓器進(jìn)行建模和簡(jiǎn)化很有實(shí)際意義。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 4. 多繞組變壓器及其兩電容模型。
 
由于繞組電壓的線性關(guān)系,通過(guò)推導(dǎo)可得出,僅用一個(gè)電壓源以及兩個(gè)等效電容即可表征它的共模特性。電壓源即為原邊繞組上的電壓,而兩個(gè)等效電容的和是變壓器原副邊之間的總電容,它們分別表示產(chǎn)生和不產(chǎn)生共模電流的電容。
 
在得到了變壓器模型之后,我們將把它放在反激變換器中來(lái)得到EMI模型。EMI建模的第一步是把開關(guān)用電流源或電壓源進(jìn)行等效,等效之后,電路各處的電流和電壓依然不變。然后可以使用疊加定理來(lái)具體分析每一個(gè)源的影響。對(duì)于反激變換器,在變壓器漏感影響不顯著的前提下,實(shí)際上對(duì)起到作用的源只有原邊MOS管兩端的電壓。因此,我們可以得到最終如下圖示的模型。ZED代表共模濾波器阻抗,Cy代表原副邊之間的Y電容,ZSG代表副邊地對(duì)地的寄生阻抗。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 5. 反激變換器共模EMI噪聲模型
 
根據(jù)模型可以知道,解決共模噪聲的主要途徑是增大共模濾波器,增加Y電容以及通過(guò)變壓器設(shè)計(jì)來(lái)減小CBD的影響。其中,增加共模濾波器意味著體積更大,增加Y電容會(huì)增大漏電流,因此,最佳方案則為變壓器的優(yōu)化。
 
通過(guò)跨接電容減小EMI
 
對(duì)變壓器的優(yōu)化,核心問(wèn)題將產(chǎn)生噪聲的等效電容減小至零。那么如何來(lái)減小呢?首先我們需要有一種方便的方法來(lái)得到兩個(gè)等效電容的值。實(shí)際上,總電容可以通過(guò)分別將原邊短接,副邊短接,并直接測(cè)量原副邊之間阻抗得到;而兩電容的比例可通過(guò)在原邊加激勵(lì),并測(cè)量分壓關(guān)系得到。
 
在得到電容的值之后,一個(gè)最直接的補(bǔ)償方法也就呼之欲出了。如果CBD為正,則可在副邊高電位跳動(dòng)點(diǎn)到原邊地直接跨接一個(gè)電容;如果CBD為負(fù),則可以在原邊高電位和副邊地之間跨接一個(gè)電容。接法如圖6所示。在補(bǔ)償之后,可以再次測(cè)量?jī)呻娙莸闹?,?lái)判斷是否達(dá)到了理想的補(bǔ)償效果。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 6. 共模EMI噪聲補(bǔ)償電容的接法
 
圖7所示為跨接補(bǔ)償電容將CBD平衡至零之前和之后測(cè)量的共模EMI噪聲。可以發(fā)現(xiàn),共模噪聲雖然有一定的改善,但仍未降到非常低的水準(zhǔn)。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 7. 跨接補(bǔ)償電容前后的共模噪聲比較
 
因此,我們有必要分析其他的原因。由于變壓器放置在PCB上,變壓器的磁芯臨近原副邊開關(guān)管的散熱器,除此之外,在變壓器內(nèi)部會(huì)有原邊或者副邊繞組臨近磁芯。因此,會(huì)產(chǎn)生如下圖所示的雜散電容。在EMI頻段,磁芯因?yàn)橛休^高的介電常數(shù)可以近似短路,而共模噪聲將會(huì)通過(guò)這些雜散電容進(jìn)行傳播。為了解決這個(gè)問(wèn)題,可以將磁芯接原邊地,磁芯到原邊地的電容即被短路,而磁芯到副邊地的電容則成為一個(gè)不產(chǎn)生共模噪聲的Y電容。原邊繞組到磁芯的電流會(huì)直接流回原邊地,不經(jīng)過(guò)LISN;而為了解決副邊繞組到原邊的電流,可以在繞制的時(shí)候使得副邊繞組不臨近磁芯。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 8. 變壓器磁芯的近場(chǎng)電場(chǎng)耦合與解決方法
 
磁芯可以用銅皮膠帶環(huán)包并引線連到原邊地上。下圖比較了幾種情況的EMI噪聲:原始噪聲,只用平衡電容,平衡電容+不接地屏蔽層,平衡電容+接地屏蔽層。從圖9中可知,屏蔽層不接地是無(wú)效的,這也佐證了這個(gè)問(wèn)題根源是電場(chǎng)的耦合。在接地之后,噪聲可以降低到非常低的水準(zhǔn)。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig. 9. 變壓器磁芯屏蔽的影響
 
通過(guò)變壓器繞組設(shè)計(jì)減小EMI
 
跨接電容雖然可以減小EMI,但是并不是最佳方案,因?yàn)樵黾恿艘粋€(gè)安規(guī)電容的成本,且可能使得原副邊漏電流增大。所以它最好作為變壓器結(jié)構(gòu)不方便再做修改時(shí)的一種解決方案。實(shí)際上,變壓器也可以直接通過(guò)繞組設(shè)計(jì)來(lái)減小EMI。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig.10. 變壓器連接及其繞組截面圖示例
 
圖10中,對(duì)于相鄰繞組來(lái)說(shuō),如果認(rèn)為繞組是均勻且緊密繞制的,其總電容(CPS)是可以用間距為d,相對(duì)面積為2πrh的平行板電容器來(lái)計(jì)算的,其中d為繞組間距,h為繞組高度,r為繞組對(duì)磁芯中心的距離。此外,由于繞組兩端的dv/dt已知,若假設(shè)此dv/dt沿繞組均勻變化,則相鄰繞組間流過(guò)的共模電流可以積分求得。
 
個(gè)更為簡(jiǎn)明的結(jié)論是,相鄰繞組間的共模電流,與相鄰繞組的dv/dt的平均值的差成正比。因此,設(shè)計(jì)時(shí)的原則即是盡量減小相鄰原副邊繞組的dv/dt之差。
 
以圖11中的變壓器為例,我們想要設(shè)計(jì)的變壓器有三層原邊(每層匝數(shù)Np),一層副邊(匝數(shù)為Ns)和一層輔助繞組(匝數(shù)為Na),那么我們先可以先畫出所有繞組的壓降。然后我們選取差值最小的兩個(gè)繞組(原邊第一層與輔助繞組)來(lái)和副邊臨近。同時(shí)考慮到使用三明治繞法來(lái)減小漏感,則得到圖中的繞組結(jié)構(gòu)。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig.11. 變壓器繞組dV/dt與結(jié)構(gòu)的選擇
 
需要注意的是,圖11中dV/dt的方向和變壓器繞組的極性是有關(guān)系的。而這也會(huì)和電路的拓?fù)溆嘘P(guān)。圖12所示為副邊二極管分別在高側(cè)和低側(cè)時(shí)的繞組dv/dt變化圖,可見,當(dāng)二極管或同步整流管在高側(cè)時(shí),EMI噪聲更低。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig.12. 副邊二極管(或同步整流管)在高、低側(cè)的繞組dv/dt示意圖
 
很多情況下,僅僅調(diào)整相鄰繞組的位置并不能讓我們完全平衡EMI。這時(shí),有兩種方法可以采用,一是傳統(tǒng)方法,即在相鄰的原副邊之間加屏蔽層并將其接地;二是使用補(bǔ)償繞組。補(bǔ)償繞組是一個(gè)一端接地,另一端懸空的繞組。它的優(yōu)勢(shì)在于便于自動(dòng)化生產(chǎn),且相同體積下對(duì)EMI的補(bǔ)償能力更強(qiáng)。
 
補(bǔ)償繞組的接法也是比較靈活的,既可以接在原邊也可以接在副邊(接在副邊需要使用三層絕緣線),圖13給出了兩電容模型中CBD為正值時(shí)的接法:既可以從原邊地開始,以相對(duì)原邊的相反極性繞制,也可以從副邊高電位開始,以相對(duì)副邊的相同極性繼續(xù)繞制。繞制完成后,可以通過(guò)測(cè)量?jī)呻娙輥?lái)確定變壓器已經(jīng)達(dá)到平衡。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig.13. CBD為正時(shí)補(bǔ)償繞組的接法示意圖
 
圖14給出了采用跨接電容和使用帶補(bǔ)償繞組變壓器的反激變換器的共模噪聲對(duì)比。從圖中可見,使用補(bǔ)償繞組也可以取得良好的效果,并將共模EMI噪聲降到足夠低的水平。
 
反激變換器變壓器EMI設(shè)計(jì)的通用方法
Fig.14. CBD為正時(shí)補(bǔ)償繞組的接法示意圖
 
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