在設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)模式轉(zhuǎn)換器的時(shí)候，電磁兼容問(wèn)題通?？偸且谠O(shè)計(jì)完成以后的測(cè)試階段才會(huì)遇到。假如沒(méi)有在設(shè)計(jì)的第一階段就考慮到電磁兼容性問(wèn)題，要在最后的環(huán)節(jié)再來(lái)降低其影響就會(huì)很困難，花費(fèi)也會(huì)很高。所以，為了確保產(chǎn)品設(shè)計(jì)過(guò)程順暢無(wú)阻，能夠得到最優(yōu)化的設(shè)計(jì)，最好的做法是在設(shè)計(jì)一開(kāi)始的時(shí)候就開(kāi)始考慮這個(gè)問(wèn)題。在所有要考慮的因素中，元件選擇和PCB布局設(shè)計(jì)是獲得最佳EMI性能的關(guān)鍵。 

 

 

造成EMI問(wèn)題的輻射源有兩類：交變電場(chǎng)（高阻），交變磁場(chǎng)（低阻）。非隔離的DC/DC轉(zhuǎn)換器具有阻抗很低的節(jié)點(diǎn)和環(huán)路（遠(yuǎn)低于自由空間的阻抗377Ω，此值為真空磁導(dǎo)率µ。和真空中的光速C。的乘積，也被稱為自由空間的本質(zhì)阻抗——譯注），因而B(niǎo)uck架構(gòu)DC/DC轉(zhuǎn)換器中主要的輻射源通常是磁場(chǎng)。

 

磁場(chǎng)輻射是由小型電流環(huán)中的高頻電流形成的。電流環(huán)所生成的高頻磁場(chǎng)會(huì)在離開(kāi)環(huán)路大約0.16λ以后逐漸轉(zhuǎn)換為電磁場(chǎng)，由此形成的場(chǎng)強(qiáng)大約為 ：

 

 

其中，f是信號(hào)的頻率，單位為Hz；A是電流環(huán)路的面積，單位為m²；I是電流環(huán)中的電流幅值，單位為A；R是測(cè)量點(diǎn)距離環(huán)路的距離，單位為m。

 

舉例而言，一個(gè)1cm²的電流環(huán)，其中的電流為1mA，電流變化頻率為100MHz，則距離此電流環(huán)3m處的場(chǎng)強(qiáng)為4.4µV/m，或說(shuō)是12.9dBµV。

 

下圖1顯示了一個(gè)流過(guò)1mA電流的1cm²電流環(huán)所形成的輻射強(qiáng)度與電流變化頻率之間的關(guān)系，圖中綠線是標(biāo)準(zhǔn)容許的3m距離上的輻射強(qiáng)度閾值。

 

 

由圖可見(jiàn)，由1mA電流在1cm²環(huán)路中所形成的輻射并不容易超出規(guī)格的限制?，F(xiàn)實(shí)中造成輻射超標(biāo)的原因常常是應(yīng)該極小化的環(huán)路變成了大的環(huán)路，或者是附加在線路上的導(dǎo)線形成了多余的輻射。這些大回路或?qū)Ь€所形成的天線效應(yīng)將在總的輻射中發(fā)揮主要的作用。

 

Buck架構(gòu)DC/DC轉(zhuǎn)換器中存在兩個(gè)電流發(fā)生劇烈變化的主回路 ：

 

當(dāng)上橋MOSFET Q1導(dǎo)通的時(shí)候，電流從電源流出，經(jīng)Q1和L1后進(jìn)入輸出電容和負(fù)載，再經(jīng)地線回流至電源輸入端。在此過(guò)程中，電流中的交變成分會(huì)流過(guò)輸入電容和輸出電容。這里所說(shuō)的電流路徑如圖2中的紅線所示，它被標(biāo)注為I1。

 

當(dāng)Q1截止以后，電感電流還會(huì)繼續(xù)保持原方向流動(dòng)，而同步整流開(kāi)關(guān)MOSFET Q2將在此時(shí)導(dǎo)通，這時(shí)的電流經(jīng)Q2、L1、輸出電容流動(dòng)并經(jīng)地線回流至Q2，其回路如圖2中藍(lán)線所示，它被標(biāo)注為I2。

 

電流I1和I2都是不連續(xù)的，這意味著它們?cè)诎l(fā)生切換的時(shí)候都存在陡峭的上升沿和下降沿，這些陡峭的上升沿和下降沿具有極短的上升和下降時(shí)間，因而存在很高的電流變化速度dI/dt，其中就必然存在很多高頻成分。

 

 

在上面所述的回路中，電流環(huán)I1和I2共同共享了自開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)→電感→輸出電容→地→Q2的源極這一段路徑。I1和I2合成起來(lái)后就形成了一個(gè)相對(duì)平緩、連續(xù)的鋸齒狀波形，由于其中不存在電流變化率dI/dt極高的邊沿，其包含的高頻成分就要少一些。

 

從電磁輻射的角度來(lái)看，圖3中存在陰影的A1區(qū)域是存在高電流變化率dI/dt的回路部分，這個(gè)回路將生成最多的高頻成分，因而在Buck轉(zhuǎn)換器的EMI設(shè)計(jì)中是需要被重點(diǎn)考慮的最關(guān)鍵部分。圖中A2區(qū)域的電流變化率dI/dt就沒(méi)有A1區(qū)域的高，因而生成的高頻噪聲也就比較少。

 

 

當(dāng)進(jìn)行Buck轉(zhuǎn)換器的PCB布局設(shè)計(jì)時(shí)，A1區(qū)域的面積就應(yīng)當(dāng)被設(shè)計(jì)得盡可能地小。關(guān)于這一點(diǎn)，可以參考第7章的PCB布局設(shè)計(jì)實(shí)戰(zhàn)要點(diǎn)。

 

 

在理想狀況下，輸入、輸出電容對(duì)于Buck轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)電流來(lái)說(shuō)都具有極低的阻抗。但在實(shí)際上，電容都存在ESR和ESL，它們都增加了電容的阻抗，并且導(dǎo)致上面出現(xiàn)額外的高頻電壓跌落。這種電壓跌落將在電源供應(yīng)線路上和負(fù)載連接電路上形成相應(yīng)的電流變化，見(jiàn)圖4。

 

 

由于Buck轉(zhuǎn)換器輸入電流的不連續(xù)特性和實(shí)際為轉(zhuǎn)換器供電的電源線通常都很長(zhǎng)的緣故，輸入回路A3所造成的輻射也可能是很可觀的，并且可導(dǎo)致超出規(guī)格的傳導(dǎo)輻射（在150kHz~30MHz頻段），不能通過(guò)電磁兼容（EMC）的傳導(dǎo)測(cè)試檢驗(yàn)。

 

為了降低輸入電容CIN造成的電壓跌落，可在靠近Buck IC的地方放置多種不同尺寸的低ESR的MLCC電容，例如可將1206封裝的2×10µF和0603或0402封裝的22nF~100nF電容結(jié)合起來(lái)使用。為了降低輸入回路的噪聲，強(qiáng)烈建議在輸入線上添加額外的LC濾波器。當(dāng)使用純電感作為L(zhǎng)2時(shí)，就有必要添加電解電容C3以抑制電源輸入端可能出現(xiàn)的振鈴信號(hào)，確保輸入電源的穩(wěn)定。

 

為了對(duì)輸出進(jìn)行濾波，也要使用多種不同尺寸的MLCC電容作為輸出電容Cout。小尺寸的0603或0402的22nF~100nF的電容可以很好地阻止源于開(kāi)關(guān)切換節(jié)點(diǎn)的高頻噪聲經(jīng)由電感L1的寄生電容耦合到輸出端。額外增加的高頻磁珠可防止輸出回路變成有效的環(huán)形天線，但需要注意的是這方法可能使轉(zhuǎn)換器的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)特性和負(fù)載調(diào)整特性變差。假如應(yīng)用中的負(fù)載在這方面有嚴(yán)格要求，那就不要使用磁珠，可以直接將轉(zhuǎn)換器盡可能地靠近負(fù)載，通過(guò)對(duì)銅箔的優(yōu)化布置使環(huán)路的面積達(dá)到最小化。

 

 

 

假如通過(guò)PCB布局和濾波設(shè)計(jì)的優(yōu)化仍然不能讓一個(gè)Buck轉(zhuǎn)換電路的輻射水平低于需要的水平，那就只能在降低轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)切換速度上想辦法，這對(duì)降低其輻射水平是很有幫助的。

 

為了理解這能導(dǎo)致多大程度的改進(jìn)，我們需要對(duì)不連續(xù)電流脈沖的高頻成分進(jìn)行一番探討。圖6左側(cè)顯示的是簡(jiǎn)化為梯形了的電流波形，其周期為TPERIOD，脈沖寬度為TW，脈沖上升/下降時(shí)間為TRISE。從頻域來(lái)看此信號(hào)，其中含有基頻成分和很多高次諧波成分，通過(guò)傅里葉分析可以知道這些高頻成分的幅度和脈沖寬度、上升/下降時(shí)間之間的關(guān)系，這種關(guān)系被表現(xiàn)在圖6的右側(cè)。

 

 

圖6中的頻率值是基于一個(gè)具有800kHz頻率的開(kāi)關(guān)信號(hào)而得出的，該信號(hào)的脈沖寬度為320ns，具有10ns的上升/下降時(shí)間。

 

EMI輻射問(wèn)題常常發(fā)生在50MHz~300MHz頻段。通過(guò)增加上升和下降時(shí)間可將fR的位置向低頻方向移動(dòng)，而更高頻率信號(hào)的強(qiáng)度將以40dB/dec的速度快速降低，從而改善其輻射狀況。在低頻段，較低的上升和下降速度所導(dǎo)致的改善是很有限的。

 

在自舉電路上增加串聯(lián)電阻

 

開(kāi)關(guān)切換波形的上升時(shí)間取決于上橋MOSFET Q1的導(dǎo)通速度。Q1是受浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)的，該驅(qū)動(dòng)器的供電來(lái)自于自舉電容Cboot。在集成化的Buck轉(zhuǎn)換器中，Cboot由內(nèi)部的穩(wěn)壓器進(jìn)行供電，其電壓通常為4V~5V。見(jiàn)圖7左側(cè)。

 

 

通過(guò)降低上橋MOSFET開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通速度可使Buck轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)波形和電流脈沖的上升時(shí)間增加，這可通過(guò)給Cboot增加一只串聯(lián)電阻Rboot來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖7所示。Rboot的取值與上橋MOSFET的尺寸有關(guān)，對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用來(lái)說(shuō)，5~10Ω就足夠了。對(duì)于較小的MOSFET，它們具有較高的Rdson，較大的Rboot值是容許的。在高占空比的應(yīng)用中，太大的Rboot值可能導(dǎo)致Cboot充電不足，甚至可能導(dǎo)致電流檢測(cè)電路的不穩(wěn)定。另外，較低的MOSFET導(dǎo)通速度也將增加開(kāi)關(guān)損耗，從而導(dǎo)致效率的下降。

 

在MOSFET外置的設(shè)計(jì)中，電阻可被串接到上橋MOSFET的柵極上，這就可以同時(shí)增加上橋的導(dǎo)通時(shí)間和截止時(shí)間。

 

當(dāng)上橋MOSFET Q1被關(guān)斷的時(shí)候，電感電流會(huì)對(duì)Q1的寄生輸出電容進(jìn)行充電，同時(shí)對(duì)Q2的寄生輸出電容進(jìn)行放電，直至開(kāi)關(guān)切換節(jié)點(diǎn)電位變得低于地電位并使Q2的體二極管導(dǎo)通。因此，下降時(shí)間基本上是由電感峰值電流和開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)上的總寄生電容所決定的。

 

 

圖8顯示出了一個(gè)常規(guī)設(shè)計(jì)中的Buck轉(zhuǎn)換器IC中的寄生元件。

 

這些寄生電容是由MOSFET的Coss和相對(duì)于基底之間的電容共同構(gòu)成的，另外還有寄生電感存在于從IC引腳到晶圓內(nèi)核之間的連接線上，這些寄生元件和PCB布局所導(dǎo)致的寄生電感與輸入濾波電容上的ESL一起將導(dǎo)致開(kāi)關(guān)切換波形上的高頻振鈴信號(hào)。當(dāng)MOSFET Q1導(dǎo)通時(shí)，開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)信號(hào)上升沿的振鈴信號(hào)主要就由Q2的Coss和MOFET開(kāi)關(guān)切換路徑上的總寄生電感（LpVIN + LpGND+ LpLAYOUT + ESLCIN）導(dǎo)致。當(dāng)MOFET Q1截止時(shí)，開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)信號(hào)下降沿的振鈴信號(hào)主要由Q1的Coss和下橋MOSFET源極到地之間的寄生電感（LpGND）導(dǎo)致。

 

 

圖9顯示了一個(gè)具有快速上升時(shí)間和下降時(shí)間的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)波形，其上升沿和下降沿都存在振鈴信號(hào)。由于寄生電感中的儲(chǔ)能等于½?I2?Lp，所以振鈴信號(hào)的幅度將隨負(fù)載電流的增加而增加。此信號(hào)的頻率范圍通常在200~400MHz之間，可導(dǎo)致高頻EMI輻射。過(guò)度的振鈴信號(hào)通常意味著較大的寄生電感，說(shuō)明需要對(duì)PCB布局設(shè)計(jì)進(jìn)行檢查、修正，以便對(duì)環(huán)路較大或?qū)IN和/或地線路太窄的問(wèn)題予以修正。元件的封裝也會(huì)影響振鈴狀況，打線方式的封裝會(huì)有比晶圓倒裝方式的封裝更大的寄生電感存在，因?yàn)榘疃ň€的電感會(huì)大于焊點(diǎn)的電感，其表現(xiàn)就會(huì)更差一些。

 

RC緩沖抑制電路

 

添加RC緩沖電路可有效地抑制振鈴現(xiàn)象，同時(shí)會(huì)造成開(kāi)關(guān)切換損耗的增加。

 

RC緩沖電路應(yīng)當(dāng)放置在緊靠開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)和功率地處。在使用外部MOSFET開(kāi)關(guān)的Buck轉(zhuǎn)換器中，RC緩沖電路應(yīng)當(dāng)直接跨過(guò)下橋MOSFET的漏極和源極放置。圖10示范了RC緩沖電路的放置位置。

 

 

緩沖電阻Rs的作用是對(duì)寄生LC振蕩電路的振蕩過(guò)程施加足夠的抑制能力，其取值取決于意欲施加的抑制強(qiáng)度和L、C寄生元件的參數(shù)，可由下式予以確定 ：

 

 

其中，ξ是抑制因子。通常，ξ的取值在0.5（輕微抑制）到1（重度抑制）之間。寄生參數(shù)Lp和Cp的值通常是未知的，但可通過(guò)下述方法進(jìn)行測(cè)量 ：

 

在信號(hào)上升沿測(cè)量原始振鈴信號(hào)的頻率fRING。

在開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)和地之間增加一個(gè)小電容，這可讓振鈴信號(hào)的頻率得到降低。持續(xù)增加電容，直至振鈴信號(hào)的頻率降低到原始振鈴頻率的50%。

降低到50%的振鈴信號(hào)頻率意味著總諧振電容的大小是原始電容量的4倍。因此，原始電容Cp的值便是新增電容量的1/3。

這樣就能求得寄生電感Lp的值 ：

 

 

RC緩沖電路中的串聯(lián)電容Cs需要足夠大，以便讓抑制電阻能在電路諧振期間表現(xiàn)出穩(wěn)定的諧振抑制效果。如果這個(gè)電容的值太大，它在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的充電和放電過(guò)程就會(huì)導(dǎo)致過(guò)大的功率消耗。所以，Cs的取值通常以電路寄生電容的值的3~4倍為宜。

 

除了可以對(duì)諧振產(chǎn)生抑制，RC平滑抑制電路還可以輕微地降低開(kāi)關(guān)切換波形上升和下降的速度。除此以外，對(duì)平滑抑制電容的充電和放電過(guò)程還會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)狀態(tài)變換期間出現(xiàn)額外的開(kāi)關(guān)切換電流尖峰，這可在低頻區(qū)域引起新的EMI問(wèn)題。

 

當(dāng)使用了RC平滑抑制電路以后，應(yīng)當(dāng)確保要對(duì)電路的總功率損失進(jìn)行檢查。轉(zhuǎn)換器的效率是必然會(huì)下降的，這在開(kāi)關(guān)切換工作頻率很高和輸入電壓很高的時(shí)候表現(xiàn)尤甚。

 

RL緩沖抑制電路

 

一種不容易想到的抑制開(kāi)關(guān)回路振鈴信號(hào)的方法是在諧振電路上增加一個(gè)串聯(lián)的RL緩沖抑制電路，這種做法如圖11所示。添加此電路的目的是要在諧振電路中引入少量的串聯(lián)阻抗，但卻足夠提供部分抑制作用?；陂_(kāi)關(guān)切換電路的總阻抗總是很低的事實(shí)，抑制電阻Rs可以用得很小，大概是1Ω或是更小的量級(jí)。電感Ls的選擇依據(jù)是能在比諧振頻率低的頻段提供很低的阻抗，實(shí)際上就是要在低頻段上對(duì)抑制電阻提供短路作用。由于振鈴信號(hào)的頻率通?？偸呛芨撸枰褂玫碾姼幸簿涂梢院苄?，大概就是幾個(gè)nH的量級(jí)，甚至可用幾個(gè)mm長(zhǎng)的PCB銅箔路徑代替，這樣做并不會(huì)導(dǎo)致明顯增加的環(huán)路面積。也有可能用很小的磁珠來(lái)替代這個(gè)電感，讓它和Rs并聯(lián)在一起。當(dāng)這么做的時(shí)候，這個(gè)磁珠應(yīng)在低于諧振頻率的低頻上具有很低的阻抗，同時(shí)還要具有足夠的電流負(fù)載能力，以便能夠承載輸入端的有效電流。

 

 

RL緩沖抑制電路最好是被放置在緊靠功率級(jí)的輸入節(jié)點(diǎn)上。RL抑制電路帶來(lái)的一個(gè)不足是它會(huì)在高頻區(qū)域?yàn)殚_(kāi)關(guān)回路引入一個(gè)阻抗，當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)發(fā)生快速變換的時(shí)候，切換中的電流脈沖會(huì)在電阻Rs上形成一個(gè)短時(shí)的電壓毛刺，從而在功率級(jí)的輸入節(jié)點(diǎn)上也出現(xiàn)一個(gè)小小的毛刺。假如輸入端的電壓毛刺使電壓變得太高或太低，功率級(jí)的開(kāi)關(guān)切換或IC的工作就會(huì)受到影響。因此，當(dāng)加入了RL緩沖抑制電路的時(shí)候，一定要在最大負(fù)載狀態(tài)下對(duì)輸入節(jié)點(diǎn)上的電壓毛刺情況進(jìn)行檢查，避免由此可能帶來(lái)的問(wèn)題發(fā)生。

 

 

本章將示范在Buck轉(zhuǎn)換器的EMI設(shè)計(jì)中的不同方法所導(dǎo)致的影響。示范所使用的IC是RT7297CHZSP，一款800kHz工作頻率、3A輸出能力的電流模式Buck轉(zhuǎn)換器，采用PSOP-8封裝。測(cè)試中的電路工作在12V輸入下，輸出為3.3V/3A，測(cè)試所用電路顯示在圖12中。

 

 

測(cè)試所用的板子有兩個(gè)版本，一個(gè)具有完整的地銅箔層，一個(gè)沒(méi)有。板上設(shè)置了多種可選配置，如LC輸入濾波器，不同的輸入電容放置位置，可選的Rboot、RC緩沖電路和輸出端LC濾波器。具有這些不同選項(xiàng)的PCB設(shè)計(jì)顯示在圖13中。

 

測(cè)試設(shè)備的配置如圖14所示。

 

 

當(dāng)被測(cè)試對(duì)象被放在實(shí)驗(yàn)桌上時(shí)，其PCB上的電流回路和導(dǎo)線就會(huì)向周圍環(huán)境輻射出高頻能量，這些輻射信號(hào)又會(huì)自己找到路徑返回到測(cè)試對(duì)象上，并以高頻共模電流的形式出現(xiàn)在供電線上。這些供電線上的高頻共模電流會(huì)和板上的電流結(jié)合在一起，可被用著輻射狀況的指示信號(hào)。

 

 

轉(zhuǎn)換器的電源輸入來(lái)自于三只串聯(lián)的鋰離子電池，電壓大約為12V，這就使它們和實(shí)驗(yàn)室里的其他設(shè)備沒(méi)有了直接聯(lián)系。一只電解電容跨接在電池的引線上，這可消除電池電感可能導(dǎo)致的諧振問(wèn)題。

 

轉(zhuǎn)換器的負(fù)載是一只并聯(lián)了10µF MLCC電容的1Ω電阻，這可為之提供3A的負(fù)載，同時(shí)對(duì)高頻信號(hào)的阻抗又是極低的。

 

輸入線靠電池一側(cè)的接地端通過(guò)一只100Ω的電阻和實(shí)驗(yàn)臺(tái)的地連接在一起，這就給整個(gè)電路提供了一個(gè)參考地，其阻抗很像EMC測(cè)試中的LISN網(wǎng)絡(luò)。

 

自制的EMI電流測(cè)試工具（見(jiàn)第8章）可被安置在電源輸入線和輸出線上。在本文中，我們是用示波器來(lái)觀看測(cè)量到的高頻電流信號(hào)，它能顯示出轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)切換期間的高頻小信號(hào)。對(duì)于這種重復(fù)出現(xiàn)的開(kāi)關(guān)切換信號(hào)而言，使用示波器的FFT功能進(jìn)行計(jì)算并看到測(cè)量電流中的各種頻率成分是可能的。這種方法雖然不如頻譜分析儀那么精確，但仍然不失為一種非常實(shí)用的工具，可在簡(jiǎn)單電路的分析中提供判斷依據(jù)。

 

輸入電容的放置

 

實(shí)驗(yàn)1 ：將CIN放置在遠(yuǎn)離IC的地方。

 

圖16中的PCB布局呈現(xiàn)了一種很差的輸入電容放置方法，這將在切換回路中引入很大的寄生電感。（此布局中還有額外的間隙以增加回路的面積。）

 

 

我們首先通過(guò)測(cè)量輸入線上的共模電流來(lái)對(duì)輻射噪聲做一次常規(guī)的檢查。

 

 

從圖17右側(cè)顯示的波形可以看到，共模電流是出奇地大，而且在很寬的整個(gè)頻段上都可看到。

 

我們可以用環(huán)形天線在PCB上方搜索輻射場(chǎng)以發(fā)現(xiàn)共模電流的源頭所在。當(dāng)環(huán)形天線移動(dòng)到輸入環(huán)路的上方時(shí)，示波器在低頻至高達(dá)200MHz的頻段上顯示出巨大的輻射噪聲，參見(jiàn)圖18。

 

我們也同時(shí)看到開(kāi)關(guān)切換波形上出現(xiàn)很高的過(guò)沖和振鈴信號(hào)，這些信號(hào)實(shí)際上已經(jīng)超過(guò)了IC的耐壓規(guī)格。這些狀況說(shuō)明錯(cuò)誤的輸入電容放置位置可以導(dǎo)致很高的輻射和巨大的振鈴信號(hào)。

 

 

假如將同樣的測(cè)試在背面為地線層的板子上進(jìn)行，我們將看到這種擁有地線層的大型CIN回路帶來(lái)的輻射要遠(yuǎn)低于單面板上的結(jié)果，開(kāi)關(guān)切換所帶來(lái)的振鈴信號(hào)也要低一些。參見(jiàn)圖19。

 

 

大回路上的電流形成的高頻磁場(chǎng)會(huì)在地線層里生成渦旋電流，由渦旋電流所形成的磁場(chǎng)與原磁場(chǎng)的方向是相反的，從而可以抵消一部分原磁場(chǎng)。地線層離回路越近，抵消的效果就越好。

 

實(shí)驗(yàn)2 ：將CIN靠近IC放置

 

我們繼續(xù)使用單面PCB，并將CIN放置到靠近IC的地方，這樣就形成了比較小的CIN回路。參見(jiàn)圖20。

 

 

開(kāi)關(guān)切換過(guò)程中的過(guò)沖和振鈴信號(hào)的幅度都降低了大約50%，輻射的強(qiáng)度下降了大約10dB，頻帶寬度擴(kuò)展到了300MHz。

 

 

上述實(shí)驗(yàn)最重要的結(jié)論是確認(rèn)了更好地放置CIN可以改善開(kāi)關(guān)切換波形上的過(guò)沖和振鈴信號(hào)的幅度，還能降低高頻輻射。

 

在RT7297CHZSP中，芯片底部的散熱焊盤是沒(méi)有和晶圓內(nèi)核連接在一起的，所以在PCB布局中將銅箔和散熱焊盤連接在一起并不能縮短CIN回路。它的上橋MOSFET和下橋MOSFET通過(guò)多根邦定線連接到VIN和GND端子，因而可以通過(guò)這兩個(gè)端子形成最短的回路。

 

 

實(shí)驗(yàn)3 ：直接在IC的VIN端子和GND端子之間增加額外的10nF小電容

 

圖22顯示出了電容的放置方法，現(xiàn)在的CIN回路就通過(guò)IC的引腳、內(nèi)部的邦定線和0603規(guī)格的電容形成了。

 

 

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果來(lái)看，開(kāi)關(guān)切換波形上的過(guò)沖實(shí)際上已經(jīng)消失了，但還存在低頻的振鈴信號(hào)。

 

為了看清信號(hào)，測(cè)試天線也不得不再靠近PCB一些，其結(jié)果顯示高頻噪聲已經(jīng)消失，但在大約25MHz的地方出現(xiàn)了一個(gè)大的低頻尖峰。

 

 

這種低頻諧振常因不同諧振回路中的兩只電容因并聯(lián)而發(fā)生諧振所導(dǎo)致，這種問(wèn)題常常發(fā)生在EMI問(wèn)題解決過(guò)程中，其回路和諧振都需要被定位才能排除。在此案例中，諧振發(fā)生在10nF電容和4nH的寄生電感上（大約3mm的導(dǎo)體長(zhǎng)度），它們形成了大約25MHz的諧振信號(hào)。此諧振回路由0603電容、IC引腳、邦定線和PCB銅箔路徑構(gòu)成，其長(zhǎng)度大約為3mm。

 

解決這個(gè)問(wèn)題的辦法是在10nF小電容的旁邊并聯(lián)一個(gè)具有稍高ESR的22µF 1206電容。

 

采用經(jīng)過(guò)優(yōu)化了的CIN放置方法的PCB布局設(shè)計(jì)如下圖24所示。

 

 

采用了上述的方案以后，單面板上的開(kāi)關(guān)切換波形上的過(guò)沖已經(jīng)完全消失，經(jīng)環(huán)形天線檢測(cè)到的輻射噪聲也很低，它在經(jīng)過(guò)FFT運(yùn)算后得到的波形幾乎都在本底噪聲水平上。

 

 

假如我們?cè)谶@個(gè)時(shí)候再用高頻電流探頭對(duì)輸入線上的共模電流進(jìn)行測(cè)量，我們將可看到共模噪聲已經(jīng)下降很多。與第一次測(cè)量的結(jié)果相比，某些頻率上的差異多于30dB，說(shuō)明整個(gè)板子的輻射水平已經(jīng)很低了。

 

 

在電源輸入線上濾波

 

電源輸入線上的高頻電流由差模電流和共模電流構(gòu)成。對(duì)于共模電流，可以在PCB布局設(shè)計(jì)時(shí)將具有高電流變化率dI/dt的電流環(huán)最小化予以消減。而差模電流則有不同的來(lái)源，我們可以如圖27那樣將正、負(fù)兩條線以不同方向穿過(guò)自制的電流探頭的磁芯來(lái)進(jìn)行測(cè)量。

 

 

我們要測(cè)量的差模電流是由Buck轉(zhuǎn)換器的脈沖狀輸入電流在經(jīng)過(guò)輸入電容的時(shí)候由其ESR和PCB布局形成的ESL（假如存在的話）所導(dǎo)致的電壓下沉出現(xiàn)在輸入電容上而形成的，它最后呈現(xiàn)在電源輸入線上成為差模電流。

 

通過(guò)增加輸入電容可以降低差模電流，但更有效的做法是在輸入線上加入一個(gè)小型的LC濾波器，如圖28右側(cè)所示的那樣。

 

 

沒(méi)有輸入濾波器

添加10µF 1206 MLCC + 2A 0603磁珠（BLM18PG121SN1）作為濾波器

添加10µF 1206 MLCC + 1µH 1.5A 電感（LQH3NPN1R0）作為濾波器

 

 

正如從圖29中看到的那樣，添加磁珠 + 電容構(gòu)成的濾波器可濾除除800kHz基波以外的所有高頻成分，添加1µH電感 + 電容構(gòu)成的濾波器可消除包含基波在內(nèi)的所有差模噪聲。

 

在輸出線上濾波

 

當(dāng)對(duì)輸出端的差模信號(hào)進(jìn)行測(cè)量時(shí)，我們能看到的高頻成分會(huì)比較少，這是因?yàn)檩敵鲭娏魇沁B續(xù)的，電流變化率不高。然而，我們?nèi)阅茉谄渲锌吹礁哌_(dá)30MHz左右頻率的低頻噪聲，這是由于轉(zhuǎn)換器中電感上的電流紋波經(jīng)過(guò)輸出電容傳遞到了輸出端成為輸出端上的差模電流，畢竟這些電容也含有ESR和ESL嘛。通過(guò)在輸出端添加額外的LC濾波器可以將大部分的差模信號(hào)濾除掉，這種濾波器可由磁珠和MLCC電容構(gòu)成，其方法如圖30所示。

 

 

測(cè)量3.3V輸出端差模信號(hào)的方法

沒(méi)有濾波器時(shí)的輸出

使用輸出濾波器（22µF 1206 MLCC + 0603 4A磁珠 BLM18SG700TN1）之后的結(jié)果

 

 

經(jīng)常發(fā)生的一件事情是某些電感的漏磁會(huì)耦合到輸出端的回路上，這也會(huì)造成輸出端差模電流的出現(xiàn)。

 

屏蔽電感的漏磁會(huì)比較低，其磁場(chǎng)信號(hào)不容易進(jìn)入輸出回路，但沒(méi)有屏蔽或是半屏蔽的電感就完全不一樣了。一旦遇到這樣的狀況，輸出回路的面積就必須最小化以使其不容易將電感的漏磁耦合進(jìn)去。

 

通過(guò)在自舉電路中串聯(lián)電阻和使用RC緩沖抑制電路消減振鈴信號(hào)

 

在此實(shí)驗(yàn)中，我們使用雙面PCB，輸入電容的放置位置如上面的實(shí)驗(yàn)2一樣，這樣的配置可以在輸入回路中引入比較明顯的輻射。

 

 

為了作為參照，首先在沒(méi)有Rboot和RC緩沖抑制電路的情況下對(duì)輸入線上的共模電流進(jìn)行測(cè)試。

 

開(kāi)關(guān)切換波形顯示出5V的過(guò)沖，過(guò)沖信號(hào)的振蕩頻率為238MHz；輸入線上的共模電流顯示出明顯的高頻噪聲。參考圖33。

 

 

RT7297C使用了相對(duì)比較小的上橋MOSFET (110mΩ)，因而通過(guò)給自舉電路串聯(lián)小電阻的方法帶來(lái)的影響也很小。實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，即使將Rboot加到20Ω也不能看到很明顯的波形改變，下圖所示的示波器圖形將電阻為0Ω時(shí)的波形（灰色）和添加了33Ω串聯(lián)電阻時(shí)的波形進(jìn)行了對(duì)比，可以看出過(guò)沖信號(hào)幅度降到了3V。這種改變對(duì)共模電流的影響也很小，在這種簡(jiǎn)易的測(cè)量中幾乎看不出來(lái)。

 

 

為了確定RC緩沖抑制電路的值，我們使用在第5章描述過(guò)的方法。

 

振鈴信號(hào)的原始頻率fRING = 238MHz，添加220pF電容后，fRING變成114MHz，所以CP = 220pF/3 = 73pF。

 

LP可由公式算得，其結(jié)果為L(zhǎng)P = 6.1nH。

 

 

RS可由公式進(jìn)行計(jì)算。我們選擇ξ = 0.5，于是RS = 9.1Ω，我們選擇其為8.2Ω。

 

 

CS應(yīng)為4xCP，所以是330pF。

 

沒(méi)有RC緩沖抑制電路的波形

加入RC緩沖抑制電路后的波形

加入RC緩沖抑制電路后的共模電流

 

 

增加RC緩沖抑制電路在高頻段可對(duì)共模電流帶來(lái)下降5dB的影響。

 

上升沿干凈無(wú)振鈴

下降沿沒(méi)有什么改變

 

 

由上圖可見(jiàn)，Rboot對(duì)效率的影響比較小，但在負(fù)載很重的時(shí)候其影響會(huì)加大。

 

RC平滑抑制電路對(duì)效率的影響會(huì)比較大，特別是在輕載和中等負(fù)載的情況下，但最大也就1~2%，處于可以接受的范圍。需要特別注意的是，當(dāng)Buck轉(zhuǎn)換器的工作頻率很高和輸入電壓很高的時(shí)候，RC平滑抑制電路對(duì)效率的影響會(huì)很大。

 

 

做好Buck轉(zhuǎn)換器PCB布局設(shè)計(jì)的關(guān)鍵是在一開(kāi)始就要計(jì)劃好關(guān)鍵元件的放置位置。

 

 

在噪聲敏感的應(yīng)用中，最好是選擇小型封裝的、電感很低的晶圓倒裝芯片。

確定開(kāi)關(guān)切換回路的VIN和GND節(jié)點(diǎn)位置，將不同尺寸的輸入電容盡可能靠近這些節(jié)點(diǎn)，最小的電容靠節(jié)點(diǎn)的位置要最近。由于這個(gè)切換回路承載了很高的電流變化率dI/dt，因而需要盡可能地小。

 

將輸出電容地放在不與輸入電容切換路徑發(fā)生重疊的地方，避免高頻噪聲串入輸出電壓中。

 

 

開(kāi)關(guān)切換節(jié)點(diǎn)和BOOT引腳含有很高的電壓變化率dV/dt，可導(dǎo)致嚴(yán)重的電場(chǎng)輻射，因而其銅箔面積應(yīng)當(dāng)保持最小化，還要避開(kāi)其它敏感電路。
 

 

 

 

轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)部分應(yīng)當(dāng)與大功率的開(kāi)關(guān)切換部分分開(kāi)，其地線應(yīng)當(dāng)位于干凈無(wú)噪聲的地方，千萬(wàn)不要將輸入端的電流信號(hào)和輸出端的紋波電流引入其中。

不要在關(guān)鍵回路上使用熱阻焊盤，它們會(huì)引入多余的電感特性。

 

 

當(dāng)使用地線層的時(shí)候，要盡力保持輸入切換回路下面的地層的完整性。任何對(duì)這一區(qū)域地線層的切割都會(huì)降低地線層的有效性，即使是通過(guò)地線層的信號(hào)導(dǎo)通孔也會(huì)增加其阻抗。

導(dǎo)通孔可以被用于連接退藕電容和IC的地到地線層上，這可使回路最短化。但需要牢記的是導(dǎo)通孔的電感量大約在0.1~0.5nH之間，這會(huì)根據(jù)導(dǎo)通孔厚度和長(zhǎng)度的不同而不同，它們可增加總的回路電感量。對(duì)于低阻抗的連接來(lái)說(shuō)，使用多個(gè)導(dǎo)通孔是應(yīng)該的。

 

 

在上面的例子中，通到地線層的附加導(dǎo)通孔對(duì)縮減CIN回路的長(zhǎng)度沒(méi)有幫助。但在另一個(gè)例子中，由于頂層的路徑很長(zhǎng)，通過(guò)導(dǎo)通孔來(lái)縮小回路面積就十分有效。

 

需要注意的是將地線層作為電流回流的路徑會(huì)將大量噪聲引入地線層，為此可將局部地線層獨(dú)立出來(lái)，再通過(guò)一個(gè)噪聲很低的點(diǎn)接入主地當(dāng)中。

 

當(dāng)?shù)鼐€層很靠近輻射回路的時(shí)候，其對(duì)回路的屏蔽效果會(huì)得到有效的加強(qiáng)。因此，在設(shè)計(jì)局多層PCB的時(shí)候，可將完整的地線層放在第二層，使其直接位于承載了大電流的頂層的下面。

 

非屏蔽電感會(huì)生成大量的漏磁，它們會(huì)進(jìn)入其他回路和濾波元件之中。在噪聲敏感的應(yīng)用中應(yīng)當(dāng)使用半屏蔽或全屏蔽的電感，還要讓敏感電路和回路遠(yuǎn)離電感。

 

 

測(cè)量電磁兼容性問(wèn)題通常意味著你得拿著自己的產(chǎn)品原型跑到電磁兼容實(shí)驗(yàn)室去進(jìn)行測(cè)試，那里通常有3m的無(wú)回聲房間，還備有特別的使用天線和接收機(jī)的測(cè)量設(shè)備，測(cè)量的數(shù)據(jù)可顯示出整個(gè)系統(tǒng)的最后結(jié)果，但在這樣的地方并不總是能夠容易地找到造成特定輻射問(wèn)題的根本原因。

 

其實(shí)我們是有可能在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下對(duì)產(chǎn)品原型進(jìn)行一些基本的EMI測(cè)試的，還可對(duì)系統(tǒng)的各個(gè)模塊分別進(jìn)行。這樣的測(cè)試通常屬于近場(chǎng)環(huán)境（測(cè)量距離 < 0.16λ），因而在測(cè)試電流回路的輻射狀況時(shí)需要使用小型的環(huán)形天線來(lái)對(duì)高頻磁場(chǎng)進(jìn)行測(cè)量。你可以使用一段50Ω的同軸電纜自己制作小型的擁有電屏蔽的環(huán)形天線，這看起來(lái)并不是一件很難的事情，可參考圖43的示意進(jìn)行。

 

 

這種環(huán)形天線可以被連接到頻譜分析儀上，當(dāng)你使它在PCB上方移動(dòng)時(shí)，你就可以看到哪里會(huì)有比較強(qiáng)的高頻磁場(chǎng)。你也可以把它連接到一臺(tái)示波器上（使用50Ω的端子），示波器上就可以顯示出相應(yīng)區(qū)域的切換噪聲水平。保持天線環(huán)和板子之間的相對(duì)位置和距離不變，對(duì)電路、PCB上的回路做出某些改變，你就可以知道噪聲水平在增加或是減少。

 

由于電源線的輻射對(duì)EMI水平的影響很大，你也可以測(cè)量這些線上的高頻電流。不是所有的電流探頭都有足夠的帶寬可以凸顯EMI問(wèn)題，這可通過(guò)將幾匝線圈穿過(guò)一個(gè)EMI鐵芯以形成一個(gè)高頻電流變壓器的方法來(lái)解決。其做法與環(huán)型天線的做法差不多，但需要將環(huán)形線圈3次穿過(guò)鐵芯。參見(jiàn)圖44。

 

現(xiàn)在將電纜穿過(guò)鐵芯就可以對(duì)其中的高頻電流進(jìn)行測(cè)量了，電流變壓器的輸出可以接入頻譜儀或是示波器（使用50Ω端口）。

 

 

為了將測(cè)試工具和測(cè)試對(duì)象隔離開(kāi)，最好是在電纜上加一個(gè)共模線圈，這可通過(guò)將引入分析裝置的電纜多次穿過(guò)一個(gè)扣合式的EMI鐵芯來(lái)實(shí)現(xiàn)。

 

 

將電源線的正、負(fù)兩條線以同一個(gè)方向穿過(guò)鐵芯可測(cè)量其中的共模電流，顛倒其中一條線的方向則可測(cè)量差模電流。參見(jiàn)圖45。

 

另外一種手持式的工具是電流探測(cè)器，這是一種使用開(kāi)放式鐵芯的小型化電流變壓器，參見(jiàn)圖46。這種工具可用于測(cè)量銅箔路徑或元件引腳上的高頻電流。

 

 

這個(gè)工具在制作上會(huì)有一定的難度，你可以用一個(gè)有兩個(gè)孔的鐵氧體磁珠經(jīng)過(guò)打磨以后得到開(kāi)放式的鐵芯，再加上4~5匝線圈，然后再將其連接到同軸電纜即可。最好是將此鐵芯放在帶有開(kāi)口的屏蔽罩里。當(dāng)使用此工具的時(shí)候，你應(yīng)當(dāng)知道它也會(huì)撿拾到一些電場(chǎng)信號(hào)。為了分辨你測(cè)得的結(jié)果是來(lái)自于磁場(chǎng)還是電場(chǎng)，你可以在路徑的上方將工具轉(zhuǎn)動(dòng)90°。如果測(cè)量的結(jié)果來(lái)自于磁場(chǎng)，其結(jié)果就會(huì)變?yōu)?。如果信號(hào)來(lái)自于電場(chǎng)，其結(jié)果就不會(huì)有什么改變。

 

 

電流探測(cè)器可讓你知道變化中的高頻電流在板上和元件上是如何流動(dòng)的，甚至可以顯示出電流在銅箔上是如何流動(dòng)的：你將發(fā)現(xiàn)高頻電流在銅箔上總是從最短的路徑上經(jīng)過(guò)。實(shí)際上，即使是地線層上的渦流也可以被測(cè)量出來(lái)。

 

本文中的所有測(cè)試都是使用這里描述的工具進(jìn)行的。

 

 

解決EMI問(wèn)題可能是一件很復(fù)雜的事情，尤其是在面對(duì)完整的系統(tǒng)，同時(shí)又不知道輻射源所在的時(shí)候。有了關(guān)于高頻信號(hào)和開(kāi)關(guān)切換式轉(zhuǎn)換器中的電流回路的基礎(chǔ)知識(shí)，再加上對(duì)元器件和PCB布局在高頻情況下的表現(xiàn)的了解，結(jié)合某些簡(jiǎn)單自制工具的使用，要想找出輻射源和降低輻射的低成本解決方案，從而輕松的解決EMI問(wèn)題是有可能的。

 

Buck轉(zhuǎn)換器中的主要輻射源是轉(zhuǎn)換器的輸入切換回路，它是我們考慮問(wèn)題的重點(diǎn)。采用不同封裝的開(kāi)關(guān)切換式轉(zhuǎn)換器在獲得最佳元件布局方案以得到EMI輻射最低的解決方案方面有可能扮演非常重要的角色。

 

降低轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)切換速度可對(duì)降低EMI有幫助，但這通常不是最優(yōu)的選擇。通過(guò)地線層進(jìn)行屏蔽是一種很有效的做法，它們應(yīng)該盡可能地長(zhǎng)大、完整，還要盡可能靠近有輻射的環(huán)路。對(duì)輸入和輸出線進(jìn)行濾波可以很有效地降低傳導(dǎo)輻射水平。