常規(guī)單端反激電路結構

常規(guī)單端反激電路結構如圖1所示，該電路的缺點在于功率管VT截止時，變壓器初級的反峰能量，被VD1、C 1和R 1組成的吸收電路消耗掉;而且在輸出功率相同的情況下，功率管通過電流(相對于多管并聯)大，導通壓降高，損耗大，所以效率和可靠性較低。

圖1:常規(guī)單端反激電路結構

多管并聯的單端反激電路結構

如圖2所示，該電路的特點是，主功率電路采用4只功率管并聯，每只功率管通過的電流為單管應用時的1/4(假定4只功率管參數一致)，則功率管的導通壓降也應為單管應用時的1/4.根據計算，在輸出550W時，理論上，4管并聯比單管可減小通態(tài)損耗約20W,提高效率近3個百分點。

圖2:4只功率管并聯主功率電路

采用能量回饋技術的單端反激電路結構

采用能量回饋技術的單端反激電路結構如圖3所示，其主要波形如圖4所示。在本電路中，用電容C 2、電感L 1、二極管VD1和VD2組成變壓器初級反峰吸收電路，可使大部分反峰能量回饋到輸入電容C 1上，減少了能量損耗，提高了電路效率。 

圖3:初級反峰吸收電路

圖4:初級反峰吸收電路主要波形

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其工作原理如下：

(1)t 0~t 1階段。

t 0時刻功率管截止，變壓器初級電感L 、漏感L K、電容C 2和功率管輸出電容C 0開始諧振，并很快使C 2電壓達到U 0(N 1/N 2)，隨后次級二極管導通，初級電壓被鉗位到U 0(N 1/N 2)，初級電感L 退出諧振，到t 1時刻I K為0,同時C 2和C 0上電壓達到最大值，即開關管電壓U S達到最大值(U IN+U C2MXA)。

(2) t 1~t 2階段。

在L K、C 2、C 0繼續(xù)諧振，同時電感L 1參與諧振，C 2、C 0給輸入電容C 1回饋能量，并且給L 1補充能量，到t 2時刻諧振停止，C 2電壓又下降到U 0(N 1/N 2)。

(3)t 2~t 3階段。

t 2時刻開始，電感L 1給輸入電容C 1回饋能量。

C 2電壓被鉗位在(N 1/N 2)U 0、C 0即開關管上電壓為U IN+(N 1/N 2)U 0,均保持不變，到t 3時刻，L 1中能量釋放完畢。

(4)t 3~t 4階段。

開關管完全截止，C 2電壓、C 0電壓(即開關管電壓)繼續(xù)保持不變。

(5)t 4~t 5階段。

t 4時刻功率管導通，其電壓U S開始下降，C 0開始通過開關管放電，并很快放完畢(全部損耗在功率管上);C 2和L 1開始諧振，即把C 2中的能量轉移到L 1中，在t 5時刻L 1中電流達到最大值，功率管完全導通。

(6)t 5~t 6階段。

t 5時刻L 1通過VD1和VD2給輸入電容C 1回饋能量，并給C 2充電到-U IN,到t 6時刻L 1中能量釋放完畢。

(7)t 6~t 7階段。

該階段功率管繼續(xù)處于完全導通狀態(tài)。

以上過程形成一個完整工作周期，可以看出，變壓器漏感中的能量大部分被回饋到輸入電容C 1中(C 0中有部分能量被消耗掉)，所以電源效率得到提高。

主要器件電壓電流應力計算

由圖3及原理分析，可得到如下計算公式：

其中：U SMAX即U C0MAX為功率管VT1~VT4所承受的最大電壓應力;
U INMIN為輸入電壓最小值(取21V);
U 0為輸出電壓(取350V);
N 1、N 2為變壓器初次級匝數(取15匝和117匝);
△U C2由漏感引起的尖峰電壓;
I PK為漏感即初級峰值電流;
L K為初級漏感(取0.4μH);
C 2為外接電容(取30000pF);
C 0為VT1~VT4輸出電容之和(取4000pF);
I PAV為功率管導通期間總電流平均值;
η為電源效率(取92%);
D MAX為最大占空比(取0.7);
△I p為開關管導通期電流變化量;
t ONMAX為開關管最大導通時間(取23μs);
L為變壓器初級電感值(取38μH);
I L1MAX為L 1(取0.5mH)中通過的最大電流;
P LK為漏感回饋到輸入端的能量;
f為功率管開關頻率(取30kHz)。

由以上(1)~(6)式推導和化簡，可得出下式：

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由(7)~(11)式可計算出功率管、電感L 1所承受的電流電壓應力(輸出功率550W時)以及反峰吸收電路回饋到輸入端的能量：
I PK=47A
U SMAX=188V
I L1MAX=1.5A
P LK=13.25W

同時由(7)~(11)式還可以看出：

(1)若要減小開關管電流應力I PK,則應增加占空比D和變壓器初級電感量L ;

(2)若要減小開關管電壓應力U SMAX,則應減小變壓器初級漏感L K,同時增加C 2值(C 0的值由功率管參數決定);

(3)若要減小電感L 1中最大電流I L1MAX,則應增大電感L 1的電感量;(4)采用反峰吸收電路后，節(jié)省能量13.25W,可提高電源效率約2個百分點。

由以上計算可知，4只功率管額定電流至少應大于50A,考慮到功率管參數的差異性，其導通電流不完全相等，并且一般要留一定的安全裕量，所以，實際應用每只功率管額定電流值應大于50A,通態(tài)電阻愈小愈好，而耐壓最好大于250V。

根據如下公式，可出計算出二極管VD0所承受的電壓應力U D0、電流應力I SK:
由U DO=U 0+U INMAXN 2/N 1 (12)
得：U DO=584V
由I PKN 1=I SKN 2 (13)
得：I SK=6A
其中：I SK為次級峰值電流值。

一般要留一定的安全裕量，所以，而選用二極管額定電壓應大于800V,額定電流應大于20A(考慮到過流、短路等因素)。

兩路單端反激并聯電路結構

若要增加輸出功率，采用如圖5并聯結構，該電路結構可輸出功率約1.1kW,用一只SG3525控制即可。

圖5：兩路單端反激并聯電路結構

試驗結果

由兩路單端反激并聯組成的逆變電源前級DC/DC電路(見圖5)，輸出功率約1.1kW,試驗結果如表1所示。

表1：前級DC/DC試驗結果

由上述DC/DC電路組成的1kVA逆變電源，輸出AC220V50Hz正弦波，試驗結果如表2所示，該電源體積320×200×60mm3。

表2：1kVA逆變電源試驗結果

結束語

綜上所述，對于電池(或發(fā)電機)供電的低壓輸入逆變電源，采用單端反激多管并聯以及能量回饋技術實現的前級DC/DC,和采用其它形式實現的前級DC/DC相比，具有電路簡單、控制方便、效率高、體積小和可靠性高等特點。