引言
直流穩(wěn)壓電源是現(xiàn)代電力電子系統(tǒng)中的重要組成部分，好的直流電源系統(tǒng)是高質(zhì)量現(xiàn)代電子系統(tǒng)的重要保證。開(kāi)關(guān)電源本身種類(lèi)繁多，設(shè)計(jì)方法也復(fù)雜多樣，因此研究一種簡(jiǎn)潔的方法去快速設(shè)計(jì)出所需要的通用型高效率，低廉價(jià)格的開(kāi)關(guān)電源是很有必要的。
1 開(kāi)關(guān)電源工作原理
開(kāi)關(guān)直流穩(wěn)壓電源是基于方波電壓的平均值與其占空比成正比以及電感、電容電路的積分特性而形成的。其基本工作原理是，先對(duì)輸入交流電壓整流，從而形成脈動(dòng)直流電壓，經(jīng)過(guò)DC-DC 變換電路變壓，再通過(guò)斬波電路形成了不同脈沖寬度的高頻交流電，然后對(duì)其整流濾波輸出需要電壓電流波形。如果輸出電壓波形偏離所需值，便有電流或電壓采樣電路進(jìn)行取樣反饋，經(jīng)過(guò)與比較電路的電壓值進(jìn)行參數(shù)比較，把差值信號(hào)放大，從而控制開(kāi)關(guān)電路的脈沖頻率f 和占空比D,以此來(lái)控制輸出端的導(dǎo)通狀態(tài)。因此，輸出端便可以得到所需的電壓電流值。
如圖1, 將開(kāi)關(guān)電源模塊劃分為以下幾個(gè)部分。
根據(jù)電力系統(tǒng)的實(shí)際需要，通過(guò)對(duì)各個(gè)部分進(jìn)行分析，便可以設(shè)計(jì)出相應(yīng)的開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品。
圖1 開(kāi)關(guān)電源原理框圖。
2 TopswitchⅡ簡(jiǎn)介
TOPSwitch ??是POWER 公司生產(chǎn)的高集成的用于開(kāi)關(guān)電源的專(zhuān)用芯片。它將功率開(kāi)關(guān)管與其控制電路集成于一個(gè)芯片內(nèi)，并具有自動(dòng)復(fù)位，過(guò)熱保護(hù)與過(guò)流保護(hù)等功能，其功能原理圖如圖2 所示。當(dāng)系統(tǒng)上電時(shí)，D 引腳變?yōu)楦唠娢?，?nèi)部電流源開(kāi)始工作且片內(nèi)開(kāi)關(guān)在0 位，TOPSwitch 給并接在C 引腳的電容C5（見(jiàn)圖2） 充電。當(dāng)C5 端電壓達(dá)到5.7 V 后，自動(dòng)重起電路關(guān)閉，片內(nèi)開(kāi)關(guān)跳到1 位。C5 一方面提供TOPSwitch 內(nèi)部控制電路的電源，使誤差放大器開(kāi)始工作，另一方面提供一反饋電流以控制開(kāi)關(guān)管的占空比。MOSFET 開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)由內(nèi)部振蕩電路、保護(hù)電路和誤差放大電路共同產(chǎn)生。C5 兩端的電壓愈高，MOSFET 開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比愈小。
3 TOPSwitch 芯片的選型
在設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，首先就要面臨如何選擇合適的開(kāi)關(guān)電源控制芯片。在選擇芯片的時(shí)候，要既能滿足要求，又不因?yàn)檫x型造成資源的浪費(fèi)。下面就介紹利用TopswitchⅡ系列開(kāi)關(guān)電源的功率損耗（ PD ） 與電源效率（η），輸出功率（ Po ） 關(guān)系曲線，快速選擇芯片的型號(hào)，從而完成寬范圍輸入的通用開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)。
圖2 TOPSwitch芯片內(nèi)部原理圖
3.1 PD,η， Po 關(guān)系曲線
寬范圍輸入的交流電壓為85~ 265 V, 在這種條件下，TOP221~ TOP227 系列單片開(kāi)關(guān)電源的P D,η，Po 關(guān)系曲線如下，見(jiàn)圖3、圖4。
圖3 寬范圍輸入且輸出為5 V 時(shí)PD ,η， Po 關(guān)系曲線。
圖4 寬范圍輸入且輸出為12 V 時(shí)PD,η， Po 關(guān)系曲線。
注意，這里假定交流輸入電壓最小值umin= 85 V,最高輸入電壓umax = 265 V.途中的橫坐標(biāo)代表輸出功率，而15 條虛線均為芯片功耗的等值線。
首先確定適用的曲線圖，例如，當(dāng)u= 85~ 265 V,Uo= + 5 V 時(shí)，應(yīng)該選擇圖3; 當(dāng)u= 220 V（ 即230 V-230 V× 4.3% ），Uo= + 12 V 時(shí)，就應(yīng)該選擇圖4; 然后在橫坐標(biāo)上找出欲設(shè)計(jì)的功率輸出點(diǎn)P o ; 從輸出功率點(diǎn)垂直向上移動(dòng)，知道選中合適芯片所指的那條曲線。如果不適用，可以繼續(xù)向上查找另一條實(shí)線； 然后從等值線（ 虛線） 上讀出芯片的功耗PD,進(jìn)而還可以求出芯片的結(jié)溫（ Tj ） 以確定散熱片的大小。
例如，設(shè)計(jì)輸出5 V, 30 W 的通用開(kāi)關(guān)電源時(shí)，就要選擇圖3.因?yàn)橥ㄓ瞄_(kāi)關(guān)電源輸入交流電壓范圍85~ 265 V.首先從橫坐標(biāo)上找到Po = 30 W 的輸出功率點(diǎn)，然后垂直上移，與T OP224 的實(shí)線相交于一點(diǎn)，由縱坐標(biāo)上查出該點(diǎn)的η= 71.2%,最后從經(jīng)過(guò)這點(diǎn)的那條等值線上，查得PD = 2.5 W.這表明，選擇TOP224 就能輸出30 W 功率，并且預(yù)期的電源效率為71.2%,芯片功耗為2.5 W.如果覺(jué)得指標(biāo)效率偏低，還可以繼續(xù)往上查T(mén)OP225 的實(shí)線。同理，選擇TOP225 也能輸出30 W 的功率，而預(yù)期的電源效率可以提高到75%,芯片功耗可以降低1.7 W.然后根據(jù)所得到的PD 值，還可以進(jìn)而完成散熱片設(shè)計(jì)。
3.2 等效輸出功率的修正
PD ,η， Po 關(guān)系曲線均對(duì)交流輸入電壓的最小值進(jìn)行了限制，umin = 85 V.如果交流輸入電壓最小值不符合上述的要求，就會(huì)直接影響芯片的正確選擇。此時(shí)必須從實(shí)際的交流輸入電壓u? min最小值對(duì)應(yīng)的功率P''o 折算成umin為規(guī)定值時(shí)的等效功率Po,才能使用上面的圖。功率修正的方法如下： 選擇使用的特性曲線，然后根據(jù)已知的u''min值查出折算系數(shù)K;將P ''o折算成umin為規(guī)定值時(shí)的等效功率Po,表達(dá)公式P o=P''o / K;然后從圖3、圖4 中選用適當(dāng)?shù)年P(guān)系曲線。
圖5 寬范圍輸入時(shí)K 與u''min 的關(guān)系。
例如設(shè)計(jì)12 V, 35 W 的通用開(kāi)關(guān)電源，已知umin= 90% × 115 V = 103.5 V.從圖5中查出K =1.15.將P ''o = 3.5 W, K = 1.15帶入P o= P ''o / K 中，計(jì)算出Po= 30.4 W; 再根據(jù)Po 的值，從圖4 中查出選擇的最佳型號(hào)是T OP224 芯片，此時(shí)η = 81.6%,PD= 2 W.如果選擇了T OP223, 則η 降到73.5%,PD 增加到5 W, 顯然不合適。如果選擇T OP225 型，就會(huì)造成資源浪費(fèi)，因?yàn)樗萒OP224 的價(jià)格要高一些，而且適合輸出40~ 60 W 的更大的功率。
4 主要元件參數(shù)計(jì)算
4.1 變壓器變比的設(shè)計(jì)
開(kāi)關(guān)變壓器的變比與開(kāi)關(guān)變換電路的具體形式有關(guān)，正激、半橋變換電路中開(kāi)關(guān)變壓器的變比公式為：
式中，Uin,Uout分別為開(kāi)關(guān)變壓器的輸入和輸出電壓；Nin,Nout 分別為開(kāi)關(guān)變壓器初級(jí)和次級(jí)線圈的匝數(shù)。
當(dāng)輸入電壓最低時(shí)，實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)該按最低輸入電壓代入計(jì)算。
推挽電路的輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系公式為：
Uout= 2DUin/n
因此得到關(guān)系式：n= 2D Uin / Uout= N 1 / N 2.
輸入電壓最低時(shí)，占空比D 值最大，這時(shí)候仍然能保持設(shè)計(jì)要求的輸出電壓，所以上式的D 應(yīng)取最大值，Uin取最小值。
4.2 輸入濾波電容的選擇
輸入濾波電容器C 的容量與電源效率，輸出功率密切相關(guān)，對(duì)于寬范圍輸入的開(kāi)關(guān)電源，C 的容量取μF 為單位時(shí)，可按比例系數(shù)3μF/ W 來(lái)選取。例如當(dāng)Po= 30 W 時(shí)，C= （ 3μF/W）×30 W= 90μF, 以此類(lèi)推。在固定輸入時(shí)，比例系數(shù)變成1μF/W, 上例中的C 就變成30μF.在設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)還要注意C 的容量誤差要盡量小，以免影響開(kāi)關(guān)電源的性能。當(dāng)C 的容量過(guò)小時(shí)，會(huì)降低TopswitchⅡ的可用功率。如果把30μF 改成20μF, 則輸出功率會(huì)降低15 %; 當(dāng)C< 20μF 時(shí)，會(huì)造成可用功率的明顯下降。
另外，C 容量的大小還決定直流高壓Ui 的數(shù)值，圖3、圖4 實(shí)際上是在Ui= 105 V 的情況下繪制的，這個(gè)充分體現(xiàn)了C 對(duì)Ui 的影響。
4.3 開(kāi)關(guān)管保護(hù)電路
在開(kāi)關(guān)芯片的漏極D 側(cè)可以利用VDZ 和VD 兩個(gè)二極管對(duì)高頻變壓器的漏感產(chǎn)生的尖峰電壓進(jìn)行箝位，可保護(hù)μ的D-S 極間不被擊穿。例如VDZ 可以選用瞬態(tài)電壓抑制器P6K200, 其反向擊穿電壓為200 V.VD 采用反向耐壓為600 V 的UF4005 型超快恢復(fù)二極管，亦稱(chēng)阻塞二極管。
5 應(yīng)用電路及其仿真
圖6給出了由TOPSwitch 構(gòu)成的反激式電源的原理圖。其工作過(guò)程如下： 輸入交流電經(jīng)整流橋BR1 整流后再經(jīng)電容C1 濾波，變?yōu)槊}動(dòng)的直流電。
反激式變壓器與TOPSwitch 將存儲(chǔ)于電容C1 的能量傳遞給負(fù)載。當(dāng)TOPswitch 開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過(guò)原邊繞組的電流線性增加（ 如若在MOSFET 開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應(yīng)電勢(shì)反向，二極管D2 截止，副邊電流變?yōu)榱?，然而磁芯?nèi)的能量不能突變，故原邊電流躍變?yōu)楦边呺娏鞯?/ K,K 為變壓器變比），變壓器儲(chǔ)存能量； 當(dāng)MOSFET 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，電感原邊電流由于沒(méi)有回路（ 此時(shí)，穩(wěn)壓管VR1的擊穿電壓因高于原變壓器的感應(yīng)電勢(shì)而截止） 而突變?yōu)榱?，變壓器通過(guò)副邊續(xù)流，副邊電流為T(mén)OPswitch 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)原邊電流的K 倍，副邊繞組通過(guò)二極管D2 對(duì)電容C2 充電，此后，流過(guò)變壓器副邊的電流線性下降。二極管D1 與穩(wěn)壓管VR1 并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產(chǎn)生的高壓毛刺。電阻R1、穩(wěn)壓管V R2、光耦U2 與電容C5 構(gòu)成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩(wěn)定。電阻R2 與VR2 構(gòu)成一假負(fù)載，以保證當(dāng)電源空載或輕載時(shí)輸出電壓穩(wěn)定。電感L1 與電容C3 構(gòu)成LC 濾波器以防止輸出電壓脈動(dòng)過(guò)大。二極管D3 與電容C4 構(gòu)成一整流電路以提供光耦U2 光電三極管的偏置電壓。電感L2 、電容C6 和C7 用于降低系統(tǒng)的電磁干擾（ EMI） .
圖6 反激式電源的應(yīng)用原理圖。
圖7分別給出了輸入電壓220 V （ 交流），輸出功率為40 W; 輸入電壓85 V （ 交流），輸出功率為24 W和輸入電壓85 V（ 交流），輸出功率為40 W 時(shí)的輸出電壓波形。
圖7 不同電壓輸入條件下的電壓仿真輸出波形
6 結(jié)論
理論設(shè)計(jì)和仿真結(jié)果表明，基于topswitch 芯片設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源，輸出波形較為穩(wěn)定，而且電磁兼容性好，抗干擾能力強(qiáng)，適合小功率開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)制造。
