中心議題：

• 雙開關正激轉換器更易于實現
• 探討雙開關正激轉換器在低待機能耗應用中的設計 

解決方案：

• 比較三次繞組、RCD鉗位及雙開關正激等常見的磁芯復位技術；
• 分析雙開關正激轉換器的優(yōu)勢
• 基于雙開關正激磁芯復位技術的NCP1252固定頻率控制器
  
  
  
  摘要：與三次繞組和RCD鉗位等常見變壓器磁芯復位技術相比，雙開關正激技術不需要特殊的復位電路，更易于實現，且保證可靠的磁芯復位，適用的功率等級比單開關正激技術更高。安森美半導體的NCP1252是一款增強型雙開關正激轉換器，具有可調節(jié)開關頻率及跳周期模式，帶閂鎖過流保護等多種保護特性，適合計算機ATX電源、交流適配器、UC38xx替代及其它任何需要低待機能耗的應用。

 

單開關(或稱單晶體管)正激轉換器是一種最基本類型的基于變壓器的隔離降壓轉換器，廣泛用于需要大降壓比的應用。這種轉換器的優(yōu)點包括只需單顆接地參考晶體管，及非脈沖輸出電流減小輸出電容的均方根紋波電流含量等。但這種轉換器的功率能力小于半橋或全橋拓撲結構，且變壓器需要磁芯復位，使這種轉換器的最大占空比限制在約50%。此外，金屬氧化物半導體場效應管(MOSFET)開關的漏電壓變化達輸入電壓的兩倍或更多，使這種拓撲結構較難于用在較高輸入電壓的應用。

圖1：正激轉換器不帶磁芯復位與帶磁芯復位之對比。

 

正激轉換器中，變壓器的磁芯單方向磁化，在每個開關周期都需要采用相應的措施來使磁芯復位到初始值，否則勵磁電流會在每個開關周期增大，經歷幾個周期后會使磁芯飽和，損壞開關器件。相對而言，如果有磁芯復位，電流就不會在每個開關周期增大，電壓會基于勵磁電感(L_mag)反相并使磁芯復位。圖1以單開關正激轉換器為例，簡要對比了無磁芯復位與有磁芯復位的電路圖及勵磁電感電流波形。

 

有3種常見的標準磁芯復位技術，分別是三次繞組，電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開關正激。三次繞組磁芯復位技術的電路示意圖參見圖1b)，這種技術能夠提供大于50%的占空比，但開關Q1的峰值電壓可能大于輸入電壓的2倍，而且變壓器有三次繞組，使變壓器結構更復雜。RCD鉗位磁芯復位技術也能使占空比大于50%，但需要寫等式和仿真，以檢驗復位的正確性，讓設計過程更復雜。RCD鉗位技術的成本比三次繞組技術低，但由于復位電路中的鉗位電阻消耗能量，影響了電源轉換效率。


 

圖2：雙開關正激轉換器電路原理圖。

 
[page]
 

與前兩種磁芯復位技術相比，雙開關正激更易于實現，而且開關Q1上的峰值電壓等于輸入電壓，降低了開關所承受的電壓應力。這種技術需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅動器，且需要2個高壓低功率二極管(D3和D4)，參見圖2。雙開關正激技術的每個開關周期包含3步：第1步，開關Q1、Q2及二極管D1導通，二極管D2、D3及D4關閉；第2步，開關Q1、Q2及二極管D1關閉，而二極管D2、D3及D4導通；第3步，開關Q1、Q2及二極管D1仍然關閉，二極管D2仍然導通，而二極管D3及D4則關閉。

 

當然，采用這種技術后，轉換器就成了雙開關正激轉換器，它不同于單開關正激轉換器，不需要特殊的復位電路就可以保證可靠的變壓器磁芯復位，可靠性高，適合更高功率等級。

 

NCP1252是安森美半導體新推出的一款改進型雙開關正激轉換器，適合于計算機ATX電源、交流適配器、UC38XX替代及其它任何要求低待機能耗的應用，相關能效測試結果將在后文提及。這器件也是一種固定頻率控制器，帶跳周期模式，能夠提供真正的空載工作。此外，NCP1252具有可調節(jié)開關頻率，增強設計靈活性；還帶有閂鎖過流保護功能，能夠承受暫時的過載。其它特性還包括可調節(jié)軟啟動時長、內部斜坡補償、自恢復輸入欠壓檢測等。

 

NCP1252與市場上不含輸入欠壓檢測 、軟啟動及過載檢測的UC384x系列器件相比，提供這系列器件所不包含的這些功能(額外實現成本為0.07美元)，降低成本并提升可靠性。

 

安森美半導體基于NCP1252構建的演示板規(guī)格包括：

輸入電壓范圍：350至410 Vdc；

輸出電壓：12 Vdc，精度±5%；

額定輸出功率：96 W (8 A)；

最大輸出功率：120 W (每分鐘持續(xù)5秒)；

最小輸出功率：真正空載(無假負載)；

輸出紋波：50 mV峰值至峰值；

最大瞬態(tài)負載階躍：最大負載的50%；

最大輸出壓降：250 mV (5 µs內從輸出電流=50%到滿載(5 A到10 A))。

 

 [page]

對等式(9)進行轉換，就可以得到等式(10)，最終我們選擇27 µH的標準值。

輸出電容的均方根電流(I_Cout,rms)計算見等式(11)：

其中，額定電感時間常數(τ)的計算見等式(12)：

3) 變壓器電流
經過一系列計算(詳細計算過程參見參考資料3)，可以得到：次級峰值電流(IL_pk)為11.13 A，次級谷底電流(I_{L_valley})為8.86 A，初級峰值電流(Ip_pk)為0.95 A，初級谷底電流(I_{p_valley})為0.75 A，初級均方根電流(I_p,rms)為0.63 A。

4) MOSFET
由于NCP1252是雙開關正激轉換器，故作為開關的功率MOSFET的最大電壓限制為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BV_DSS)施加了等于15%的降額因數，如果我們選擇500 V的功率MOSFET，降額后的最大電壓應該是：500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50，其BVDSS為500 V，導通阻抗(RDS(on))為0.434 Ω(@Tj=110℃)，總門電荷(Q_G)為45 nC，門極至漏極電荷(Q_GD)為14 nC。

MOSFET的導電損耗、開關導通損耗計算見等式(13)到(14)：

其中，交迭時間(Δt)由下列等式計算得出：

MOSFET的開關關閉損耗見等式(16)：

其中，交迭時間(Δt)由下列等式計算得出：

因此，MOSFET的總損耗為：

5) 二極管
次極二極管D1和D2維持相同的峰值反相電壓(PIV)，結合二極管降額因數(kD)為40%，可以計算出PIV，見等式(19)：

由于PIV<100 V，故能夠選擇30 A、60 V、TO-220封裝的肖特基二極管MBRB30H60CT。

二極管導通時間期間的導電損耗為：

關閉時間期間的導電損耗為：

NCP1252應用設計：NCP1252元件計算
1) 用于選擇開關頻率的電阻R_t
采用一顆簡單電阻，即可在50至500 kHz范圍之間選擇開關頻率(F_SW)。假定開關頻率為125 kHz，那么我們就可以得到：

其中，V_Rt是R_t引腳上呈現的內部電壓參考(2.2 V)。

2) 感測電阻
NCP1252的最大峰值電流感測電壓達1 V。感測電阻(Rsense)以初級峰值電流的20%余量來計算，其中10%為勵磁電流，10%為總公差：

3) 斜坡補償
斜坡補償旨在防止頻率為開關頻率一半時出現次斜坡振蕩，這時轉換器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓撲結構，重要的是考慮由勵磁電廠所致的自然補償。根據所要求的斜坡補償(通常為50%至100%)，僅能夠外部增加斜坡補償與自然補償之間的差值。

目標斜坡補償等級為100%。相關計算等式如下：
內部斜坡：

初級自然斜坡：

次級向下斜坡：

自然斜坡補償：

[page]

由于自然斜坡補償低于100%的目標斜坡補償，我們需要計算約33%的補償：

由于R_compC_CS網絡濾波需要約220 ns的時間常數，故：

  

4) 輸入欠壓電阻
輸入欠壓(BO)引腳電壓低于V_BO參考時連接I_BO電流源，從而產生BO磁滯。

NCP1252演示板圖片及性能概覽
NCP1252演示板的詳細電路圖參見參考資料2,其頂視圖和底視圖則見圖3。

圖3：NCP1252演示板的頂視圖及底視圖。

 

在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下，NCP1252演示板不同負載等級時的能效如圖4所示。從此圖可以看出，負載高于40%最大負載時，工作能效高于90%。這演示板還能藉在轉換器次級端同步整流，進一步提升能效達幾個百分點。

 

  

圖4：NCP1252演示板在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下的能效圖。

 

如前所述，NCP1252提供軟啟動功能，其中一個目標應用就是替代UC38xx。NCP1252有一個專用引腳，支持調節(jié)軟啟動持續(xù)時間及控制啟動期間的峰值。

 

另外，NCP1252的待機能耗性能也很突出。這器件能藉將輸入欠壓(BO)引腳接地來關閉，而關閉時V_CC輸入端汲入的電流小于100 µA。