確定導通電阻的LTspice模型參數(shù)

我們將使用最簡單的模型來仿真實際的MOS器件。為了針對導通電阻建模，我們將使用：

 

W/L，寬度(W)/MOS器件的長度(L)。W/L表示器件的尺寸或相對強度。

VTO, 閾值電壓；gamma(γ)，利用器件的反饋偏壓來更改VTO 。反饋偏壓是開啟器件和其主體電壓之間的壓差；主體一般連接到開關中PMOS的正電源和NMOS的負電源。

KP,在模型中，也被稱為K’或K-prime。這個參數(shù)模擬工藝的強度，乘以W/L之后，用于調整MOS電流。在給定的工藝中，NMOS的 KP一般為PMOS的約2.5倍。

RD, 器件漏極的寄生電阻。

不同的MOS工藝采用不同的內部參數(shù)。表1匯總了常見的CMOS工藝、其特性，以及和導通電阻相關的內部參數(shù)估算值。

來看一下圖1中我們想要再現(xiàn)的ADG333A RON曲線。

 

圖1. RON與VD(VS)呈函數(shù)關系（雙電源）。

 

在這個和其他模擬開關中，我們發(fā)現(xiàn)一個普遍趨勢：更高的電源電壓會降低導通電阻。對開關MOS柵級施加更高電壓時，導通電阻會降低。我們也發(fā)現(xiàn)導通電阻會隨輸入模擬信號電平發(fā)生明顯變化。在N區(qū)中，開關中的NMOS晶體管完全開啟，且當模擬電壓高于負電源軌時，PMOS晶體管開啟，有助于降低總體導通電阻。區(qū)域N的轉折點大致在高于負電源的 PMOS VTO處。

 

同樣，在區(qū)域P中，開關的PMOS器件完全開啟時，大致在低于正電源的 NMOS VTO，NMOS器件開始協(xié)助PMOS晶體管。

 

區(qū)域M在區(qū)域N和P中間，NMOS和PMOS并行作用，但彼此之間的導通電阻存在差異，具體由電源軌內的模擬信號電平?jīng)Q定。

 

要啟動曲線擬合流程，我們先要估算每個晶體管的尺寸。低壓曲線能夠為晶體管RDS,ON提供最佳曲線擬合。在區(qū)域N中，在模擬信號位于負電源電壓范圍內時，PMOS器件關閉，部件的 RON相當于NMOS晶體管的RON 。其中

 

 

我們使用40V NMOS典型工藝值，按照圖1中的曲線設置 RDS,ON=38Ω，使用給定的工藝數(shù)值，發(fā)現(xiàn)WNMOS=2µA/(38Ω×(11×10–6µA/V2)×(10V–0.7V))=514µm。PMOS開關在上方曲線上的導通電阻為47Ω，寬度為936μm。

 

我使用圖2中的LTspice測試電路。注意，參數(shù)RDN和RDP、寄生漏極電阻都是中等值。我最開始使用的值為1μ，這導致仿真器收斂變慢。RDN值為1時，仿真速度正常。添加RCONVERGENCE會為開關節(jié)點提供可收斂的電導，從而改善仿真器噪聲和速度。我測試了一個浮動電流源，用于測量導通電阻。

 

圖2. 導通電阻測試電路。

 

圖3顯示了多種電源供電條件下的仿真結果。

 

圖3. 采用初始模型值的導通電阻仿真結果。

 

這個開端相當不錯。低壓端在VS=30V時，仿真的扭結點為3.6V，在數(shù)據(jù)手冊中為2.7V。從中可以看出，我們應該降低PMOS VTO，但0.9V實際上已經(jīng)是最小值。最好是可以調節(jié)PMOS的gamma，但這只是猜測。

 

接近最大電源時的扭結點為低于30V電源軌2.5V，在數(shù)據(jù)手冊中應為~1V。各種gamma值會放大來自電軌的扭結電壓；我們會將NMOSVTO設置為1V，將其gamma設置為0。gamma為0有些出乎意料，但我們只是嘗試進行曲線擬合。圖4所示為PMOS的gamma在幾種電源值條件下步進變化時，得到的仿真結果。我們主要研究一下30V曲線，與較低電源相比，它最大化了gamma的影響。

 

圖4. gamma-p不同時的導通電阻仿真結果。

 

根據(jù)階梯曲線，我們選擇PMOSgamma=0.4。

 

關于RON，可以看出，10V曲線可以表示電源極端（限值）時對應的數(shù)據(jù)手冊曲線，但對于20V和30V曲線，仿真產生的RON過低。在負電源極端，RONs= RDS,ON(NMOS)+RD(NMOS)，在正電源極端，RONs=RDSON(PMOS)+RD(PMOS)。對于高壓電源，RD參數(shù)比W/L更重要，對于低壓電源，W/L起決定作用。我們在此會使用兩個變量；這非常費時費力。我們將假設RON隨電源變化，這是因為會對NMOS實施不同程度的增強，但是，RD值不會隨電源電壓變化（好吧，在漏極漂移中，它可能會變化，但是我們還是讓問題保持簡單一些）。如果我們注意到數(shù)據(jù)手冊中RON在10V和30V電源之間的差異(11.4Ω)，我們可以與上方僅采用WN（開關中NMOS的寬度）的曲線比較。在仿真中對WN實施一定的迭代之后，很明顯可以看出我們需要WN=1170µm才能獲得所需的ΔRON，明顯高于最初的猜測值。圖5顯示了我們當前的結果。

 

圖5. WN 確定時的導通電阻仿真結果。

 

雖然NMOS的RON具備正確的電源靈敏度，在0V時，曲線的值仍然過低，我們必須增加固定RDN。在增加和迭代RDN之后，我們獲得了最佳值，即RDN=22Ω，對應曲線如圖6所示。

 

圖6.RDN 確定時的導通電阻仿真結果。

 

然后，我們確定WP（開關中PMOS的寬度），以仿真最大電壓下的RON，得到WP=1700µm,，也遠高于最初的猜測值。將RDP也設置為22Ω，我們獲得了圖7所示的最終RON曲線。

 

WP和RDP確定時的導通電阻仿真結果。

 

一致性非常不錯；只有幾個特性和數(shù)據(jù)手冊不同。一是轉折點在數(shù)據(jù)手冊曲線中非常平緩，在仿真中則相當尖銳。這可能是因為使用的簡單MOS模型不支持亞閾值導電性，且仿真器件在與電源軌相差VTO時會真正關閉。實際器件在VTO時不會關閉，而是平緩地降低該電壓下的電流。

 

另一個錯誤在30V曲線中非常明顯。與數(shù)據(jù)手冊相比，RON在中等電壓下要低15%。這可能是因為漏極漂移區(qū)域的JFET效應，這個效應也沒有在模型中仿真出來。

 

至于溫度，相對比較符合，但符合程度不是很高，具體參見圖8。

 

圖8. 各種溫度下的導通電阻仿真和數(shù)據(jù)手冊結果。

 

仿真結果與溫度相關，但溫度相關性不如數(shù)據(jù)手冊曲線高。在仿真模型中，RD沒有溫度系數(shù)。RDS可以通過外部電阻和正確的溫度系數(shù)模擬，但為了保持簡單性，我們不予考慮。

 

獲取電荷注入的LTspice模型參數(shù)

 

當MOS晶體管關閉時，通道中的電荷必須去往某處，所以會從漏極和源極端逸出。模擬開關關閉時，電荷也會外泄，這被稱為電荷注入。常用的測量方法是：在開啟的開關的一端設置固定電壓，在另一端設置大電容。關閉時，電容會捕捉電荷，并發(fā)生小電壓階躍?，F(xiàn)在，我們在MOS模型中添加柵級氧化層厚度TOX=1×10–7（柵級電容是最大的電荷注入源）。仿真設置如圖9所示。

 

圖9. 電荷注入仿真設置。

 

數(shù)據(jù)手冊電荷注入測試電路在開關的D端設置電壓源，在開關的S端設置電容Cl。開關晶體管關閉時，Cl被隔離，通過開關集成注入其中的電荷。在這種情況下，VD波形在電源為30V時保持在24V，如圖10所示。

 

圖10. 電荷注入仿真波形。

 

注入的電荷是V(S)和V(D)之間的電壓跳變乘以10nF保持電容。我們可以在電源電壓范圍內實施開關電壓VD階躍，并且使用.meas語句來捕捉各個電壓下的電荷注入值。圖11顯示了數(shù)據(jù)手冊曲線結果和仿真結果。

 

圖11. 電荷注入數(shù)據(jù)手冊和仿真波形。

 

我們簡單的MOS模型不能很好地模擬數(shù)據(jù)手冊曲線波形，但在數(shù)據(jù)手冊曲線中，峰值電荷注入值為32pC，在仿真中為31pC。讓人意外的是，這兩個值非常接近，如果有必要，我們可以調節(jié)TOX來完善仿真結果。

 

兩個曲線之間存在偏移，我們可以使用CCHARGE_INJECTION來進行補償。使用某些值調整后，我們選擇最優(yōu)值CCHARGE_INJECTION=0.28pF。如果需要反向極性偏移， CCHARGE_INJECTION會重新連接至PMOS_on_when_low節(jié)點。

 

調節(jié)電容CCHARGE_INJECTION是一種使電荷注入與模擬電壓的關系仿真曲線偏移的簡便方法。如果仿真的峰值注入值太小，怎么辦？嗯，大部分電荷注入會產生開關的柵級電壓擺動，通過開關晶體管的柵級通道電容發(fā)送電荷。如果仿真的注入太少，我們可以直接增加一個或兩個柵級面積。為此，我們需要按同樣的系數(shù)提高開關器件的參數(shù)值L和W，且要保證不改變設置導通電阻的W/L比。相比使用CCHARGE_INJECTION，我們會選擇增加NMOS W和L。

 

或者，我們可以調節(jié)每個器件的TOX，以獲得更好的電荷注入關聯(lián)結果。這實際上不可行，但是，我們這只是仿真。在我們使用的簡單模型中，TOX不會影響到其他仿真參數(shù)。

 

獲取電容的LTspice模型參數(shù)

 

在已經(jīng)設置參數(shù)，以獲得出色的RON和電荷注入仿真結果的情況下，我們現(xiàn)在可以仿真S和D端電容。

 

重要的一點是，高壓MOS開關的漏極和源極區(qū)都必須具有偏移區(qū)。對于開關，您無法區(qū)分源極和漏極之間的功能差異，但是漏極和源極的體電勢都需要用到各自的偏移區(qū)。對于中等電壓 軟擴散，這也是正確的，但在低壓MOS中，這不合理。我們已將漏極和源極中存在的偏移區(qū)電阻匯總到RD，在飽和情況下，這對開關有效，對晶體管則無效。

 

圖12顯示了仿真設置。

 

在LTspice中，您可以按一種頻率運行.ac（使用.ac中列出的選項），但也只能提供一種頻率參數(shù)（此情況下為1MHz）。然后，在整個電源范圍內運行.step VSOURCEdc電壓，以獲取電容與電壓范圍的關系曲線。

 

關閉的開關器件的D端保持中等電壓。S端（此處對源極重命名以防與VS混淆）由直流值范圍在0V至VS內、交流驅動電壓為1V的電壓源驅動。電容計算公式為I(VSOURCE)/(2×π×1MHz×1V)。邏輯驅動V1變更為0V，以關閉晶體管。

 

在模型說明中，漏極電容和源極電容分別為CBD和CBS。模型中包含內置默認集中度、內置電壓和指數(shù)，使CBD和CBS電壓可變。因 為它們是對稱的，所以漏極和源極電容可能相等。此外，由于PMOS的寬度與NMOS不同，CBD,NMOS/CBD,PMOS=CBS,NMOS/CBS,PMOS≡WN/WP的比率會在導通電阻模型中確定。圖13顯示了仿真結果。

 

圖13. VS = 12 V（左側）和30 V（右側）下的關閉電容和直流電壓關系曲線。

 

顯示的結果是I(VSOURCE)/(2×π×1MHz), 這表示電容。LTspice不知道這 個值的含義，因而顯示pA而不是pF。

 

遺憾的是，我們沒有數(shù)據(jù)手冊曲線來進行比較。從數(shù)據(jù)手冊的規(guī)格表中可以看出，電容（可能是在中等電壓下，數(shù)據(jù)手冊中沒有指明）在30V電源電壓下一般為7pF，在12V電源電壓下為12pF。我通過調節(jié)CB， 獲取30V電壓下的7pF曲線，但在12V電壓下只能仿真10pF曲線。調節(jié)內部電勢和電容公式指數(shù)后，使用的模型便無法再改善12V/30V符合性。

 

圖14顯示了開啟狀態(tài)的電容仿真設置。

 

圖14. 開啟狀態(tài)的電容測試仿真設置。

 

從中可以看出，完整的單刀雙擲開關的右側開關已經(jīng)開啟，左側開關關閉，并連接至Vs/2源。左側開關的右半部電容和右側開關的總電容，以及D和S端存在的寄生電容并聯(lián)，由V_s源的1MHz測試信號驅動，后者的直流電平從接地階躍至Vs。圖15顯示了其仿真結果。

 

圖15.VS=12 V（左側）和30V（右側）下的開啟電容和直流電壓關系曲線。

 

仿真得出的值是29.5pF和21.4pF，數(shù)據(jù)手冊給出的值是26pF和25pF?？紤]到電路板布局電容的變化，我們認為這些值已經(jīng)非常接近。

 

漏電流

 

數(shù)據(jù)手冊曲線顯示25°C時與電壓相關的pA級漏電流，但數(shù)據(jù)手冊規(guī)格只能保證幾百pA。我受25°C下曲線結果的影響更大。對于此器件，沒有正確把握小漏電流的重要性，所以無法保證測試結果?？陀^地說，測量一個pA級漏電流需要大量的設計開發(fā)工作和較長測試時間。

 

在85°C下，可保證測出幾nA（可以有效測量），典型值則在幾百pA范圍內。我認為這些典型值相當準確。

 

漏電流屬于產品缺陷；不存在嚴格的統(tǒng)計數(shù)據(jù)，且隨溫度變化很大。這不是我們設計要達到的規(guī)格，相反，這個數(shù)值會干擾與之連接的電路。在宏模型中使用時，適當幅度的泄漏會仿真 為電路缺陷，對于設計人員來說，是不錯的警示。在85°C下，我為開啟狀態(tài)開關選擇1nA目標測試值。

 

我們的模型顯示沒有超過RCONVERGENCE和GMIN電流的漏電流。GMIN是仿真器置于結之間，用于協(xié)助收斂的電阻。其電導系數(shù)通常為1×10–12但在電源電壓為30V時，得出的值可能是30pA電流的幾倍，遠高于測試需求。在仿真的一系列選項中GMIN會降低至1×10–15，RCONVERGENCE上升至1×1015。

 

這些泄漏大部分可能實際來源于連接至每個引腳的靜電放電(ESD)保護二極管。我們會將這一點納入圖16的仿真設置中。

 

圖16. 泄漏測試仿真設置。

 

調節(jié)了二極管模型中的ls后，我們獲得了泄漏電流與溫度關系曲線，如圖17所示。

 

圖17. 溫度范圍內泄漏測試仿真結果。

 

邏輯接口和柵級驅動器

 

單純的行為邏輯-柵級驅動電路如圖18所示。

 

圖18. 行為邏輯-柵級接口。

 

外部邏輯輸入位于圖18左側的輸入端。它是理想跨導Glogic_thresholda的輸入，具有分段線性傳輸函數(shù)。對于低于1.37V的邏輯輸入，邏輯節(jié)點下的輸出為0V；對于高于1.43V的輸入，邏輯輸出為1V；在1.37V和1.43V之間時，邏輯輸出呈線性從0V過渡到1V。Glogic_thresholda因此會忽略電源差異，提供1.4V輸入閾值。

 

Cdelaya會在瞬間減慢邏輯節(jié)點的速度，所以我們能從中截取一些時間點。為了制作比較器，我們再次使用跨導，此時，Gbreakbeforemakena的輸出再次從0V過渡到1V，但是閾值的擺幅略高于0.5V。從圖19中可以看出，

 

圖19. 先開后合式時序。

 

傾斜的動作電壓為0.52V和0.57V，而不是0.5V，這使得從1V下降的指數(shù)信號的關斷速度比從0V上升的指數(shù)信號的關斷速度更快。

 

全柵級驅動電壓由B_non和B_pon行為電流源產生。當節(jié)點n_breakbeforemakena>0.5V時，B_nona產生VDD/1000電流，節(jié)點nona的電壓在加載1000Ω電阻時達到VDD。當節(jié)點n_breakbeforemakena<0.5V時，節(jié)點nona被驅動至Vss。所以，我們有不錯的電軌-電軌柵級驅動器，符合電源電壓要求，并且具有1.4V固定輸入閾值。

 

我們還需要說明另一個特性。請注意，在圖20中，更高的電源電壓會縮短延遲時間。這通過B_supplysensitivitya來實現(xiàn)，它向Cdelaya返回自身隨VDD變化的少量動態(tài)電流。Rsupply_sensitivitya因為Cdelaya電流會出現(xiàn)少量壓降，使得Cdelaya很大程度上作為純電容使用。將Cdelaya電流的副本返回給Cdelaya實際上會創(chuàng)建一個可控 的可變電容器，Bsupply_sensitivitya內部的數(shù)學運算實際上會產生圖20所示的延遲與VDD關系曲線。

 

圖20. 仿真和數(shù)據(jù)手冊曲線的先開后合式時序結果。

 

我們的電路在VDD=4V時，仿真得出的TON延遲為111ns，數(shù)據(jù)手冊曲線顯示的延遲為140nsVDD=15Vs時，仿真延遲為77ns，數(shù)據(jù)手冊中的延遲為60ns。并無太大關聯(lián)；我會留給讀者來完善Bsupply_sensitivity函數(shù)，以實現(xiàn)更好的結果。至少，先開后合式時序的差異在15ns和24ns之間會更好。

 

雖然，數(shù)據(jù)手冊沒有給出太多關于延遲和溫度關系數(shù)據(jù)，但是我在Cdelaya中增加了溫度項，至少在高溫條件下，模型仿真速度會減慢，如圖21所示。

 

圖21. 時序延遲與溫度的關系。

 

組合宏模型

 

圖22顯示了會成為分支電路的組合模擬開關。在晶體管符號位置為L和W硬度值，而不是參數(shù)，并移除了所有激勵和I/O，以便連接引腳SA、D、SB、In、 VDD, Vss和Gnd_pin。

 

圖22. 組合SPDT分支電路spdt 40V.asc。

 

還提供了第二個邏輯接口，用于單刀雙擲對的另一個開關。ESD保護二極管置于模擬端口和Vss之間，以及邏輯輸入端和地之間。注意，上部邏輯接口器件和節(jié)點名稱中的“-a”后綴在下部接口中用“-b”后綴代替。Glogic_thresholdb接口的輸出與Glogic_thresholda表中的輸出反向，使得一個或另一個開關對能夠運行，而不是同時開啟。

 

備用ESD保護方案包含受保護的引腳到VDD和Vss的二極管，以及VDD和Vss之間的箝位。數(shù)據(jù)手冊通常提供保護方案說明，漏電流則 被分配到兩個電源。

 

在圖23所示的ADG333A.asc主示意圖中，給出了單刀雙擲分支電路的符號并用了四次。

 

圖23. ADG333A宏模型電路示意圖。

 

圖24顯示測試結構的示意圖，用于驗證最終的宏模型結果。

 

 

總結

我們已經(jīng)了解了如何為特定的模擬開關構建不錯的宏模型，以及如何獲取參數(shù)，為實現(xiàn)物理器件的多個不同的半導體工藝提供支持。得出的宏模型具有一些缺陷，例如導通電阻及其差異、與電源和信號電平呈函數(shù)關系的電荷注入、寄生電容和其在電壓范圍內的變化差異、邏輯接口延遲和泄漏等。我們希望，宏模型對于模擬開關的實際性能仿真會有所幫助。