你的位置:首頁 > 測試測量 > 正文

技術攻略:阻性電源負載的模擬在線監(jiān)視方法

發(fā)布時間:2015-02-13 責任編輯:sherryyu

【導讀】很多電源控制應用中,比如電熱墊,電熱毛巾等利用發(fā)熱電阻的例子,為了保證可靠性和安全性都需要對阻性電源負載的工作狀態(tài)(健康情況)進行評估。更好的評估方式就是采用的監(jiān)視電源負載電阻的方式,那么如何對電阻性電源負載的模擬在線電阻監(jiān)視呢?這是什么意思呢?請看下文講解。
 
在一些電源控制應用中,基于可靠性或安全性的原因,需要對阻性電源負載的工作狀態(tài)(健康情況)進行連續(xù)的評估。醫(yī)療設備(電熱墊,電熱毛巾和電熱毯)中使用的發(fā)熱電阻就是這種應用的很好例子。為了有效果,評估時應采用連續(xù)監(jiān)視電源負載電阻的方式,并且不能干擾系統(tǒng)的正常工作(在線監(jiān)視)。監(jiān)視系統(tǒng)應提供至少一個數字告警信號,該信號需要在阻值超過預設范圍時被激活。
 
帶簡單的電阻性負載電流監(jiān)視功能的典型電源控制應用可以如圖1所示那樣建模,其中忽略了任何感抗現象。在這種集總模型中,U是供電電壓;I是電路中的電流;R是電源負載(純阻性);Rp1、Rp2和Rp3代表所有寄生電阻,建模的是互連走線、連接器和任何可能的機械或電子開關(閉合時)的電阻;Rs是電流檢測電阻。設Rp是總的寄生電阻,定義為Rp = Rp1 + Rp2 + Rp3。如果U和Rp是常數,那么I在R改變時才會改變,因為Rs是常數。因此評估R的偏差只需要監(jiān)視電流即可。然而在大多數情況下,實際的U和Rp不是固定不變的。事實上,即使在常見的恒壓PWM電源控制應用中,U也可能因為電源過高的內部阻抗(不良調整)和/或電壓容差而偏離期望值。寄生電阻Rp包含導線、連接器和開關的電阻,它們通常會因溫度、用途和老化的原因而發(fā)生變化。舉例來說,如果開關是功率MOSFET實現的,那么由于它具有正溫度系數,它的Rds(ON)會隨溫度的上升而增加。
帶簡單的阻性負載電流監(jiān)視功能的典型電源控制應用。
圖1 帶簡單的阻性負載電流監(jiān)視功能的典型電源控制應用。
 
很明顯,U和Rp的變化將影響基于電流的簡單電阻監(jiān)視方法的精度。為了克服這個問題,可以在計算實際負載電阻(R)的基礎上進行電阻監(jiān)視,方法是測量負載電流和負載電壓,然后根據歐姆定律計算它們相除的結果?,F在典型的方法是在數字域中做這種除法,它要求至少一個帶兩個復用輸入通道的模數轉換器(ADC)和一些處理單元(即微控制器)。這種方法很有吸引力,特別是當系統(tǒng)中已經有微控制器的時候。然而,由于可靠性或安全方面的原因,用軟件完成計算任務的這種方法可能行不通,或者根本不可取。
 
例如在醫(yī)療級設備中,標準IEC 60601-1(條款14)規(guī)定,如果由可編程系統(tǒng)來確保至關重要的安全性,那么開發(fā)周期必須遵循規(guī)定的程序,這將使最終系統(tǒng)的開發(fā)和隨后的認證進一步復雜化。另外一種方法是在模擬域中執(zhí)行除法操作,方法是使用精密的模擬分壓集成電路(IC)。然而,這種IC一般很昂貴,而且不很常見。不過在模擬域中,我們可以利用經典的惠斯通電橋——在低功耗電阻測量中一種很著名的電路。它將是我們討論的起點。

在展開討論之前,最好是將R定義為R = Rn(1+δ),其中Rn是R的歸一化值,δ是R的相對誤差,定義為δ = R/Rn – 1。另外,讓我們將閾值點δi 和δs定義為監(jiān)視系統(tǒng)啟動故障條件信號點之外的δ值(分別對應更差和更好)。在圖2a)中,惠斯通電橋和比較器用來產生邏輯信號,指示R是大于還是小于某個閾值。很容易表明,這個電阻閾值獨立于U,它是這種電橋拓撲的一個特性。在圖2 b)中,通過在參考支路和兩個比較器中使用一個額外的電阻(R3),可以擴展拓撲,實現阻值窗口比較器。閾值點δi 和δs由R1、R2和R3之間的比值設定,因為它們確定了比較器(Ut1和Ut2)的閾值電壓。
惠斯通電橋拓撲。
圖2 惠斯通電橋拓撲。
 
雖然圖2 b)所示電路的閾值點獨立于U,但它們仍然受電源分支(圖1中所示)寄生電阻的影響。另外,比較器的共模和差分輸入電壓通常很小(R >> Rs)。事實上,期望的差分輸入電壓范圍與比較器的輸入偏移電壓(IOV)通常是相當的,因此會嚴重影響監(jiān)視系統(tǒng)的精度。
 
[page]

解決方案的通用模型
 
為了克服Rp依賴性,我們可以將電流與負載電壓進行比較,而不是將電流與供電電壓U進行比較。此外,我們可以在比較器之間進行適當的電壓調整,以克服比較器上很小的差分輸入電壓引起的參考精度損失問題。這種解決方案的通用模型見圖3,它包括寄生電阻Rp1、Rp2和Rp3。在這個模型中,負載電壓和負載電流(表示為Rs上的電壓)在施加到比較器COMP1和COMP2輸入端之前先被同相增益級電路所調整。這些增益級電路總是用運放(OPAMP)和增益確定電阻實現。
 
需要注意的是,只有當這種運放的IOV范圍比比較器的IOV更窄時,才有可能減少由于很小的差分輸入電壓引起的誤差。不過這個條件不難滿足,因為精密運放的IOV范圍通常都要比精密比較器小,這也是為什么在一些低速高精度應用中將運放用作比較器的原因。
通用模型
圖3:通用模型。
 
對電流的差分測量可以轉換為更簡單的單端測量,方法是將Rs下面的端子連接模擬地(電阻監(jiān)視部分的地)。圖3中的新變量被定義為:
 
● Gu1,Gu2:負載電壓測量的增益,通常小于1。
 
● Gi1,Gi2:電流測量的增益,通常大于1。
 
● Uu1,Uu2,Ui1,Ui2:比較器的輸入電壓(以地為參考)。
 
● Ud1,Ud2:比較器的差分輸入電壓,參考點是對應比較器的反相輸入端(Ud1 = Uu1 – Ui1; Ud2 = Ui2 – Uu2)。
 
● Ut1,Ut2:COMP1和COMP2的閾值電壓。在COMP1閾值點,Ut1 = Uu1 = Ui1, Ud1 = 0;在COMP2閾值點,Ut2 = Uu2 = Ui2, Ud2 = 0。
 
模型的閾值點(δi, δs)由模型增益定義,見公式(1)。從公式(1)可以看到,閾值點不受U或Rp的影響,這也是我們希望看到的結果。
現在我們應該把實際閾值點(δi, δs)和想要的閾值點(±T)區(qū)分開來,后者通常相當于容差R加上一些安全余量。注意,為了簡化分析,我們假設想要的閾值點剛好相反。通過選擇增益開展模型調整,目的是使δi = (-T)和δs = T。基于這樣的考慮,模型增益見下面的公式(2)、(3)、(4)和(5)。在這些公式中,U、Ut1、Ut2和Rp的選擇對于最大限度地提高性能來說很關鍵。這個課題后面再討論。
[page]

為了進一步理解模型行為,讓我們考慮一個應用例子。針對某個具體應用,假設想要的模型參數規(guī)格如下:
將這些值代入公式(2)、(3)、(4)和(5),可以算出以下這些增益:
 
Gu1 = 0.201986
 
Gu2 = 0.168134
 
Gi1 = 28.4800
 
Gi2 = 26.7333
 
假設增益級電路是理想的情況下,圖4和圖5分別畫出了作為δ函數的比較器輸入電壓(Uu1, Ui1, Uu2, Ui2, Ud1 和Ud2)。在圖4中,實線是U=15V時的結果,虛線是U=10V時的結果。Rp值保持不變。從圖中可以看出,閾值點(δi和δs)不受U變化的影響。
作為δ函數的比較器輸入電壓(
[page]

在圖5中,實線是Rp=10mΩ時的結果,虛線是Rp=200mΩ時的結果。在這兩種情況下,U保持不變(U=15V)。從中可以看出,δi 和δs不受Rp變化的影響。
作為δ函數的比較器輸入電壓(
雖然U和Rp的變化不影響δi 和δs,但它們影響比較器的單端和差分輸入電壓,見圖4和圖5。因此模型增益的確定應慎重,要確保滿足比較器的共模輸入電壓范圍(CMIVR)要求。在這個例子中,假設比較器能夠實現接近地電位的檢測,也就是說它們的共模輸入電壓范圍可以從0(或以下)擴展到某個正值。在圖4 a)和圖5 a)中可以看到,在低于和高于δi 與δs時,相關的輸入電壓(對δi來說是Uu1和Ui1,對δs來說是Uu2和Ui2)呈現相反的趨勢。
 
因此,相關輸入電壓在δi和δs處同時具有最高值,分別是Ut1和Ut2。要想比較器在δi 和δs點提供正確的輸出狀態(tài),Ut1和Ut2必須在它們的共模輸入電壓范圍之內(CMIVR)。如果是這樣,相關輸入電壓可能在低于和高于δi 和δs時超出CMIVR,因為每個比較器至少有一個輸入電壓在CMIVR內是有保證的,而且大多數比較器在這種情況下仍能提供正確的輸出狀態(tài)。符合工業(yè)標準的LM393就是具有這種能力的一個典型例子。從圖4 a)和圖5 a)中可以看出,Ut1和Ut2不是固定的,它們會隨著U增加和/或Rp減小而增大。
 
當U位于其最大可能值、Rp位于其最小可能值(在大多數情況下可以認為是0)時,將形成在比較器CMIVR方面最差的工作條件。在計算模型增益時應該將這些U和Rp值代入公式(2)、(3)、(4)和(5)。
 
比較器的輸入偏移電壓(IOV)有可能導致δi 和δs閾值點偏離期望值,并降低電阻監(jiān)視的精度。為了盡可能減小這種漂移幅度,我們應該盡可能增加分別對應δi 和δs的Ud1和Ud2斜率模(絕對值),如圖4 b)和圖5 b)所示。
 
另外觀察圖4 a)和圖5 a)可以看出,通過增加Ut1和Ut2也可以減小這種漂移??紤]到前面討論的共模輸入電壓范圍(CMIVR)限制,我們可以得出結論:應選擇接近CMIVR上限的Ut1和Ut2電壓值,并留一些安全余量應對實際元件的容差和漂移。選好Ut1和Ut2后,就可以將它們與T、Rn、Rs、U (最大值) 和Rp (最小值)一起代入增益公式((2), (3), (4), (5))計算模型增益,完成模型的調整。
 
相反,當Ud1和Ud2斜率模減小時,由于輸入偏移電壓(IOV)引起的閾值點漂移將變得更糟,見圖4 b)和圖5 b)。從這些圖還可以看出,這些模值隨U的減小和/或Rp的增加而減小。因此最差精度損失發(fā)生在最低期望的U值和最高期望的Rp值時。總之,由IOV引起的精度損失行為可以被總結為:針對某個特定的比較器IOV范圍,為了滿足特定的精度要求,必須重視相應的最小U值和最大Rp值。
 
也可能在一些特殊情況下,U=0和/或Rp → (+∞)。符合這些情況的例子包括U供電電源的關斷或故障、保險絲熔斷、PWM應用中功率開關的開路等。在發(fā)生這些事件時,所有比較器的輸入電壓將接近于0,輸出信號(Fault)將沒有統(tǒng)一的狀態(tài)。此時Fault應被忽略,或被某些額外的檢驗電路關閉。
 
請注意,有關模型調整和性能的上述結論不是專門在分析圖4和圖5基礎上得出來的。這些結論實際上基于的是對模型的數學分析,本文只提供了一些重要的設計公式。
 
除了比較器的輸入偏移電壓(IOV)外,監(jiān)視的精度還受電流檢測電阻(Rs)的容差以及增益級電路的誤差(包括運放的IOV、增益確定電阻(只有標準值電阻)偏離理想值的幅度以及電阻容差)的影響。鑒于誤差源有很多,監(jiān)視的有效精度最好通過對整個系統(tǒng)執(zhí)行Monte-Carlo分析進行評估。大多數SPICE仿真器都提供這種分析方法。
 
要采購開關么,點這里了解一下價格!
特別推薦
技術文章更多>>
技術白皮書下載更多>>
熱門搜索
?

關閉

?

關閉