【導讀】過去十年間，移動設備的快速發(fā)展讓手機應用滲透到社會的方方面面。日常生活中，人們幾乎手機不離身。因此，大電池容量及快速充電速度成為手機最關鍵的殺手锏之一，這也對適配器提出了更高額定功率和更高功率密度的需求，且需求正呈指數(shù)級增長。
如今，5V/1A 輸出規(guī)格的適配器早已過時，新設計的輸出規(guī)格通常在2A 以上，輸出電壓更是高達 20V。長久以來，大部分手機市場領導者（如華為、Oppo 和Vivo），一直將大功率適配器作為配件隨附在手機包裝內一同出售，這獲得了市場的積極反饋。而蘋果卻在2020 年的秋季新聞發(fā)布上，突然宣布取消附贈標準 5V/1A手機適配器，這一變化催生了零部件市場大功率適配器需求的再次繁榮。
這些大功率手機適配器采用的最常用解決方案仍然是反激式拓撲。然而，由于新的市場趨勢，采用 SR MOSFET 實現(xiàn)同步整流 (SR) 成為適配器設計方案的一大突破和創(chuàng)新。同步整流取代了傳統(tǒng)的肖特基二極管，成為適配器副邊主流解決方案。
同步整流基本原理
同步整流解決方案是采用 MOSFET 進行輸出電流整流，相比于二極管相對固定的正向壓降來說，MOSFET 的壓降與電流和導通電阻成正比（見圖 1）。MOSFET 對整流的傳導功率損耗有很大影響。換句話說，通過選擇具有理想導通電阻的 SR MOSFET，SR 解決方案可以實現(xiàn)比傳統(tǒng)二極管解決方案更好的效率和散熱性能，而這正是大功率適配器設計最關鍵的需求。
圖1: MOSFET 和二極管之間的 I-V 特性差異
眾所周知，在副邊帶肖特基二極管的傳統(tǒng)反激式變換器應用中，二極管的開關特性（尤其是反向恢復電流）對 EMI 性能有顯著影響。因此在實際應用中必須謹慎處理。但用同步整流MOSFET代替二極管后，情況就完全不同了，因為MOSFET沒有理論上的反向恢復效應。
然而，這并不一定意味著同步整流解決方案的 EMI 問題更少。相反，設計人員在設計帶 SR 的反激解決方案時應更加謹慎，尤其是在EMI 噪聲源和耦合路徑方面。
同步整流對EMI噪聲源幅度的影響
要了解同步整流對 EMI 噪聲源的影響，首先要詳細了解同步整流的工作原理。大多數(shù)控制器基于漏源電壓 (VDS) 的直接檢測來驅動 SR MOSFET，因為它不需要與原邊進行通信且降低了總 BOM 成本。圖 2 顯示出SR MOSFET 的導通和關斷通常由兩個閾值來控制。它們都是負電壓閾值，可以確保 SR MOSFET 在反向偏置時始終安全關斷。
圖2: 反激SR解決方案的基本工作原理
由上圖可以看出，兩端的體二極管有很短的導通時間：剛好在器件導通之前和 SR MOSFET 關斷之后。因此，時序控制對 SR 控制器來說至關重要，因為這兩個導通時間會引入額外的傳導損耗（時間越長損耗越嚴重）。 而且，如果關斷時間過長，則可能會因為MOSFET體二極管比較差的特性而導致SR關斷后出現(xiàn)嚴重的反向恢復電流。
圖 3 顯示了體二極管的反向恢復電流由于 SR 提前 400ns 關斷而上升到 9A，然后由于漏電感又導致 80V 高壓尖峰。眾所周知，EMI問題與噪聲源的脈沖幅度和斜率密切相關。這相當于反激變換器副邊更強的 EMI 噪聲源。
圖3: SR 提前關斷導致的高尖峰電流和電壓
如果 SR 關斷太晚，也會出現(xiàn)類似問題。圖 4 顯示了在由于傳播和驅動延遲導致電流反向之后SR關斷的結果。因為原邊和副邊MOSFET 同時導通，將導致短時間的直通。結果，負電流上升到高達10A，它會在 SR MOSFET 關斷后導致 87V的高壓尖峰。
圖4: SR關斷延遲引起的高尖峰電流和電壓
為了緩解這些問題，良好控制 SR 導通和關斷的時間至關重要。圖 5 顯示了MPS提供的一款快速關斷智能 SR 控制器，MP6908。作為反激式同步整流控制器的市場領導者，MP6908采用了目前業(yè)界最先進的 SR 控制方案，其精密尖端的信號處理、專有柵極電壓調節(jié)功能和超快關斷速度實現(xiàn)了最佳的同步整流時序控制。
圖5: MPS MP6908 在反激方案中的典型應用
通過控制導通和關斷時序，MP6908的電流和電壓（分別為 4A 和 62V）都只有一個相對較低的尖峰（見圖 6），這對降低 EMI 噪聲非常有效。
圖 6：MP6908 優(yōu)化的時序控制保證了低尖峰電流和電壓
SR 對 CM 降噪效果的影響
市面上許多反激式同步整流解決方案都建議將 SR 放置在副邊繞組的低側，因為 SR 控制器直接從輸出獲得偏置電源要簡單得多。但傳統(tǒng)的肖特基二極管總是放在高側，這說明這個位置也有其益處。事實上，在共模 (CM) 噪聲消除效果方面，反激式變換器中高側和低側 SR 配置之間存在很大差異（參見圖 7）。
a) 采用低側 SR 的 CM 噪聲耦合路徑
b) 采用高側 SR 的 CM 噪聲耦合路徑
圖 7：高側 SR 和低側 SR 之間的比較
反激式變換器的每一側（原邊和副邊）都有一個主 CM 噪聲源，即開關器件和變壓器繞組連接在一起的位置（見圖 7）。
圖 7a 顯示了同步整流器放置在低側時的情況。原邊共模噪聲源和副邊共模噪聲源位于具有不同磁極的繞組末端。因此，兩個噪聲源的切換方向總是相反的。 由于兩個噪聲源位于變壓器的兩側，因此每個噪聲源產(chǎn)生的 CM 噪聲具有累加效應，會產(chǎn)生更多噪聲。
圖 7b 顯示了當 SR 放置在高側時，兩個噪聲源位于具有相同磁極的繞組末端。在這種情況下，兩個噪聲源的切換方向始終是相同的，兩者之間存在抵消作用。
基于以上對 CM 噪聲耦合的分析，高側 SR 配置在 EMI 性能方面比低側配置具有明顯的優(yōu)勢。在實際應用設計中，高側和低側配置之間出現(xiàn) 3dB 或更大的差異也很常見。
結論
帶SR 的反激式適配器設計與帶肖特基二極管的傳統(tǒng)配置不同。采用同步整流解決方案的兩個主要目的是提高效率和散熱性能。但同時也需要考慮其他方面，例如 EMI 性能。
借助控制良好的反激式同步整流解決方案，設計人員可以實現(xiàn)更佳性能、更低的器件額定功率、更高的產(chǎn)品可靠性并能最大限度地降低 EMI 噪聲。與此同時，MPS 的MP6908等器件內部集成了一個高壓穩(wěn)壓器，無需任何外部電路即可提供自偏置電源。再配合以高側 SR，不僅可以開發(fā)出更尖端的適配器設計，還可以降低 BOM 成本，而且無需擔心EMI 問題。
來源：MPS
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