【導(dǎo)讀】準(zhǔn)諧振反激式變換器(Flyback Converter)由于能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通，減少了開關(guān)損耗，降低了EMI噪聲，因此越來(lái)越受到電源設(shè)計(jì)者的關(guān)注。但是由于它是工作在變頻模式，因此導(dǎo)致諸多設(shè)計(jì)參數(shù)的不確定性。如何確定它的工作參數(shù)，成為設(shè)計(jì)這種變換器的關(guān)鍵，本文給出了一種較為實(shí)用的確定方法。
近年來(lái)，一些著名的國(guó)際芯片供應(yīng)商陸續(xù)推出了準(zhǔn)諧振反激式變換器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飛利浦的TEA162X系列以及意法半導(dǎo)體的L6565 等。正如這些公司宣傳的那樣，在傳統(tǒng)的反激式變換器當(dāng)中加入準(zhǔn)諧振技術(shù)，既可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，從而提高了效率、減少了EMI噪聲，同時(shí)又保留了反激式變換器所固有的成本低廉、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)多路輸出等優(yōu)點(diǎn)。因此，準(zhǔn)諧振反激式變換器在低功率場(chǎng)合具有廣闊的應(yīng)用前景。但是，由于這種變換器的工作頻率會(huì)隨著輸入電壓及負(fù)載的變化而變化，這就給設(shè)計(jì)工作(特別是變壓器的設(shè)計(jì))造成一些困難。本文將從工作頻率入手，詳細(xì)闡述如何確定準(zhǔn)諧振反激式變換器的幾個(gè)主要設(shè)計(jì)參數(shù)：最低工作頻率、變壓器初級(jí)電感量、折射電壓、初級(jí)繞組的峰值電流等。
準(zhǔn)諧振反激式變換器的工作原理
圖 1：準(zhǔn)諧振反激式變換器原理圖。
圖 1 是準(zhǔn)諧振反激式變換器的原理圖。其中：LP為初級(jí)繞組電感量，LLEAK為初級(jí)繞組漏感量，RP是初級(jí)繞組的電阻，CP是諧振電容。
由圖 1 可見，準(zhǔn)諧振反激式變換器與傳統(tǒng)的反激式變換器的原理圖基本一樣，區(qū)別在于開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)刻不一樣。圖 2 是工作在斷續(xù)模式的傳統(tǒng)反激式變換器的開關(guān)管漏源極間電壓VDS的波形圖。這里VIN是輸入電壓，VOR為次級(jí)到初級(jí)的折射電壓。
由圖 2 可見，當(dāng)副邊繞組中的能量釋放完畢之后(即變壓器磁通完全復(fù)位)，在開關(guān)管的漏極出現(xiàn)正弦波振蕩電壓，振蕩頻率由LP、CP決定，衰減因子由RP決定。對(duì)于傳統(tǒng)的反激式變換器，其工作頻率是固定的，因此開關(guān)管再次導(dǎo)通有可能出現(xiàn)在振蕩電壓的任何位置(包括峰頂和谷底)?？梢栽O(shè)想，如果控制開關(guān)管每次都是在振蕩電壓的谷底導(dǎo)通，如圖 3 所示，那么就可以實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通(或是低電壓導(dǎo)通)，這必將減少開關(guān)損耗，降低EMI噪聲。實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)并不困難，只要增加磁通復(fù)位檢測(cè)功能(通常是輔助繞組來(lái)實(shí)現(xiàn))，以便在檢測(cè)到振蕩電壓達(dá)到最低點(diǎn)時(shí)打開開關(guān)管，就能達(dá)到目的。這實(shí)質(zhì)上就是準(zhǔn)諧振反激式變換器的工作原理，前文提到的幾種IC均能實(shí)現(xiàn)這個(gè)功能。由此帶來(lái)的問題是其工作頻率是變化的，從而影響了其它設(shè)計(jì)參數(shù)的確定。
圖 2：斷續(xù)模式的反激式變換器的開關(guān)管漏極電壓波形。
圖 3：準(zhǔn)諧振反激式變壓器的開關(guān)管漏極電壓波形。
圖 4：MOSFET 的漏源極間電壓波形。
設(shè)計(jì)參數(shù)的確定
設(shè)計(jì)反激式變換器，通常需要確定以下參數(shù)：
IPMAX：初級(jí)繞組的最大峰值電流；
VINMIN：最低直流輸入電壓；
LP：初級(jí)繞組電感量；
VOR：次級(jí)到初級(jí)的折射電壓。
對(duì)于工作頻率fS恒定的反激式變換器，以上參數(shù)可以通過(guò)輸入輸出指標(biāo)以及選用的相關(guān)元器件等信息來(lái)確定，這個(gè)過(guò)程比較簡(jiǎn)單。但是，對(duì)于準(zhǔn)諧振反激式變換器，上述過(guò)程就比較復(fù)雜，這是因?yàn)樵跍?zhǔn)諧振模式下，工作頻率fS是變化的，fS變化了，IPMAX和LP也就無(wú)法確定，整個(gè)設(shè)計(jì)似乎是無(wú)從下手，這正是本文所要解決的問題。
首先詳細(xì)分析一下準(zhǔn)諧振反激式變換器的工作周期。圖 3 是準(zhǔn)諧振反激式變換器的MOSFET的漏極電壓在一個(gè)工作周期內(nèi)的波形。由圖可見，準(zhǔn)諧振模式的工作周期由三部分組成：TON、TOFF、TW。
當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，初級(jí)繞組(感量為L(zhǎng)P)有電流流動(dòng)，這個(gè)電流將以斜率VIN/LP逐漸增大。當(dāng)電流達(dá)到預(yù)定的最大值IP時(shí)，控制器將關(guān)斷開關(guān)管。因此，開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間TON可由等式(1)確定：
開關(guān)管關(guān)閉后，存儲(chǔ)在變壓器中的能量將被傳遞到次級(jí)繞組。TOFF代表了次級(jí)繞組釋放能量的過(guò)程，其值可由等式(2)確定：
其中，LS：次級(jí)繞組電感量，IPS：次級(jí)繞組峰值電流，VOUT：輸出電壓，VDS：輸出整流二極管的壓降。
設(shè)變壓器初次級(jí)繞組的匝比為 N，即：
則存在以下關(guān)系：
將(4)、(5)、(6)式代入(2)式可得：
當(dāng)次級(jí)繞組中的能量釋放完畢之后，次級(jí)繞組將停止導(dǎo)通，初級(jí)繞組上的折射電壓VOR也將消失。由于初級(jí)電感量LP和開關(guān)管漏極電容CP以及電阻構(gòu)成一個(gè)RLC諧振電路，因此折射電壓將按等式(8)變化：
其中，a=RP/(2*LP)，是衰減因子，
是諧振頻率。由此可得開關(guān)管的漏極電壓為：
觀察(9)式可知，當(dāng)
時(shí)，VDS(t)具有最小值。解方程(10)可得：
該值就是我們要求的TW，即：
至此就可得出準(zhǔn)諧振反激式變換器的一個(gè)完整工作周期為：
則其工作頻率：
另外，對(duì)于反激式變換器還存在以下的功率傳遞等式：
式中：POUT為輸出功率；η為變換器的效率。
對(duì)(14)式進(jìn)行整理可得：
將 (15)式代入(13)式整理可得：
(16)式中，PO和VIN是已知量，可由設(shè)計(jì)要求確定。效率η的經(jīng)驗(yàn)值是 0.8～0.9，對(duì)高電壓輸出取 0.85～0.9，對(duì)低電壓輸出取 0.8～0.85。這樣，對(duì)于(16)式，要想解出IP的值，還必須確定VOR、CP、fS三個(gè)未知量，下面逐一進(jìn)行分析。
1.VOR是次級(jí)到初級(jí)的折射電壓。在傳統(tǒng)的反激式變換器中，它的取值與開關(guān)管的漏極擊穿電壓VDSS、最大輸入直流電壓VINMAX等參數(shù)有關(guān)。在準(zhǔn)諧振模式下也是如此，稍有不同的是，在準(zhǔn)諧振模式下，為了在盡可能大的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，VOR總是希望取得大一些，因此通常會(huì)選用 800V的MOSFET?？砂?17)式確定VOR的大小：
式中，ΔV為初級(jí)繞組的漏感LLEAK與開關(guān)管的漏極電容CP形成的尖峰電壓，經(jīng)驗(yàn)取值為 0.2VDSS，則(17)式變?yōu)椋?/div>
2.CP是開關(guān)管漏極對(duì)地的電容，屬于諧振電容。它與初級(jí)繞組的漏感LLEAK形成第一個(gè)諧振電路，與初級(jí)繞組的電感LP形成第二個(gè)諧竦緶貳５諞桓魴癡竦緶吩誑 毓芄囟鮮輩夥宓繆梗虼司齠ㄗ趴 毓萇系淖罡叩繆梗壞詼 魴癡竦緶肪齠ㄗ徘拔奶岬降腡W。CP的確定可分兩種情況，一是開關(guān)管的漏極沒有額外增加電容，C P只包括MOSFET的漏源極間電容COSS和其它一些分布電容(注：此時(shí)電源系統(tǒng)要增加RCD箝位電路以抑制電壓尖峰)。這種情況下，CP可用COSS來(lái)近似地表示。也許有人會(huì)提出，COSS會(huì)隨MOSFET的漏源極間電壓VDS的變化而變化，這該如何確定？實(shí)際上，不必為此擔(dān)心，因?yàn)橹挥挟?dāng)VDS特別小時(shí)，COSS才會(huì)有顯著的變化。如果我們?nèi)DS=25V時(shí)的COSS，則不會(huì)有什么影響(大部分公司的數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出的COSS，大多是在V DS=25V的條件下測(cè)得的)。第二種情況是開關(guān)管的漏極額外增加了一個(gè)電容CD，此時(shí)CP包括CD以 及COSS等雜散電容。CP可由(19)式來(lái)確定：
其中，IP：初級(jí)繞組的峰值電流，LLEAK：初級(jí)繞組的漏感。
整理(19)式可得：
工程中常取LLEAK=0.2*LP，將其代入(20)式可得：
另外，對(duì)(14)式進(jìn)行整理可得：
將(22)式代入(21)式可得(23)式：
按照(23)式得出的Cp，在較大輸出功率(例如大于60W)的情況下，計(jì)算值可能偏大。當(dāng)然，較大的Cp值可以很好地抑制開關(guān)管漏極的尖峰電壓，但是Cp值過(guò)大，會(huì)使開關(guān)管在導(dǎo)通瞬間流過(guò)很大的尖峰電流，這個(gè)尖峰電流一方面會(huì)增加損耗，另一方面會(huì)形成EMI噪聲，嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)鹂刂菩酒恼`動(dòng)作，影響系統(tǒng)的正常工作。
在這種情況下，我們應(yīng)采取折衷的方法，減小Cp的取值(一般可取 100pF-2200pF之間的值)，同時(shí)使用RCD箝位電路來(lái)抑制開關(guān)管上的尖峰電壓。這樣做既可以減少開關(guān)管漏極分布電容的離散性對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的影響，又可以避免產(chǎn)生過(guò)大的尖峰電流，同時(shí)對(duì)抑制開關(guān)管上的尖峰電壓也有一定的好處。
3、fS是系統(tǒng)的工作頻率。對(duì)于準(zhǔn)諧振模式，工作頻率是變化的，在設(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)該以最小的工作頻率來(lái)確定其它相關(guān)參數(shù)，因此，fS在這里亦表示系統(tǒng)最小的工作頻率。它的確定須從兩方面考慮，一方面為了采用較小尺寸的變壓器，必須提高fS；另一方面為了降低開關(guān)損耗以及減少EMI噪聲，fS應(yīng)取得小些。折衷考慮，通常取fS的范圍是 25KHz-50KHz。
至此，三個(gè)未知量VOR、Cp、fS都得到了確定，將它們代入(16)式，就可得出Ip，再將Ip代入(15)式，就可得出Lp，確定了這些關(guān)鍵參數(shù)，下一步就可以設(shè)計(jì)變壓器、輸入回路、輸出回路、反饋電路和保護(hù)電路等，這些設(shè)計(jì)過(guò)程與傳統(tǒng)的反激式變換器的設(shè)計(jì)過(guò)程相同，這里就不再論述。
本文小結(jié)
準(zhǔn)諧振反激式變換器的設(shè)計(jì)具有其自身的特殊性，它的關(guān)鍵參數(shù)的確定不但需要理論等式的計(jì)算，還需要實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)的分析假定，當(dāng)然也需要結(jié)合實(shí)際電路的波形對(duì)參數(shù)進(jìn)行恰當(dāng)?shù)恼{(diào)整，只有這樣，才能充分發(fā)揮準(zhǔn)諧振反激式變換器的高效率、低 EMI、小體積以及低成本的優(yōu)勢(shì)。
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