【導讀】面向傳感器的調節(jié)電路設計師,經常發(fā)現(xiàn)此類電路的開發(fā)多少有些令人頭疼。因此,本文將討論基于惠斯頓電橋壓力傳感器的基本工作原理,以及用于轉換這種橋傳感器輸出的處理電路,包括偏移和增益校準。
基于惠斯頓電橋的壓力傳感器
許多壓力傳感器使用微機電系統(tǒng)(MEMS)技術,它們由4個采用惠斯頓電橋結構連接的壓敏電阻組成。當這些傳感器上沒有壓力時,橋中的所有電阻值都是相等的。當有外力施加于電橋時,兩個相向電阻的阻值將增加,而另兩個電阻的阻值將減小,而且增加和減小的阻值彼此相等。
遺憾的是,事情并非如此簡單,因為傳感器存在偏移和增益誤差。偏移誤差是指沒有壓力施加于傳感器時存在輸出;增益誤差指傳感器輸出相對于施加于傳感器外力的敏感程度。典型傳感器一般規(guī)定激勵電壓為5V,具有20mV/V的標稱滿刻度輸出。這意味著在激勵電壓為5V時,標稱滿刻度輸出為:20 mV/V × 5 V = 100 mV.
偏移電壓可能是2mV,或滿刻度的2%;最小和最大滿刻度輸出電壓可能是50mV和150mV,或標稱滿刻度的±50%。
假設兩個電阻串聯(lián)形成電阻串,由于是等值電阻,因此兩電阻間的節(jié)點電壓是電阻串電壓的一半。如果一個電阻值增加1%,另一個電阻減小1%,那么兩個電阻節(jié)點處的電壓將改變1%。如果將兩個電阻串進行并聯(lián),如圖1所示,左邊下方的電阻和右邊上方的電阻阻值均減小1%,另外兩個電阻增加1%,那么兩個“中”點間的電壓將從零差值變?yōu)楦淖?%。兩個并行分支的這種配置就被稱為惠斯頓橋。
圖1:受激勵電壓VEX和差分輸出電壓V驅動的惠斯頓橋
如果不了解偏移以及傳感器輸出電壓和壓力之間的真實關系,我們就只能粗略估計施加于傳感器上的壓力大小。這意味著需要采樣校準的方法來獲得更好的精度。
幸運的是,給定傳感器的偏移和滿刻度誤差隨時間變化相當穩(wěn)定,因此一旦傳感器得到校準,在該傳感器生命期內可能無需改變校準系數(shù)就能滿足精度要求。當然,在每次上電時通常需要再次校準系統(tǒng)。
基本信號調節(jié)電路由一個儀表放大器和一個模數(shù)轉換器(ADC)組成。儀表放大器將來自傳感器的小輸出電壓放大到適合ADC的電平,然后由ADC將放大后的傳感器輸出電壓轉換為數(shù)字式,再交給控制器或DSP處理(圖2)。儀表放大器可以用來避免橋過載,而這種過載會改變傳感器輸出電壓值。
圖2:基本壓力傳感器調節(jié)電路
傳感器的滿刻度輸出即最大輸入,能夠在放大器輸入端看到。當傳感器輸出處于滿刻度時,ADC輸入應該接近其滿刻度值,這個值通常就是ADC的參考電壓VREF。放大器要求的增益大小為:
其中VREF代表ADC的參考電壓,“Sensor FS”是傳感器的滿刻度輸出值。假設電阻完美匹配,那么儀表放大器的增益等于:
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需要解決的挑戰(zhàn)
如前所述,關于傳感器有兩大挑戰(zhàn)需要解決:首先是傳感器具有輸出偏移,這個偏移可以在圖2中的VOFF點加合適的電壓進行調整,或者在傳感器輸出被數(shù)字化后用軟件消除。如果用軟件處理,那么VOFF就變成0伏。
用軟件消除偏移的問題在于,限制了可測量的傳感器范圍。如果偏移是正的,將限制可以測量的最大傳感器輸出,因為放大的傳感器輸出可能比期望的更早達到ADC滿刻度值。如果偏移是負的,將無法精確測量很小的傳感器輸出電平,因為在超過放大的偏移值之前,ADC輸出代碼不會高過零值。
第二個挑戰(zhàn)是可能針對傳感器滿刻度輸出的輸出電壓值范圍。例如,標稱滿刻度輸出電壓為100mV的傳感器可能有這樣一個指標,它表明了這種滿刻度輸出低至50mV和高至150mV的可能性。
如果滿刻度傳感器輸出低于標稱值,ADC的滿刻度范圍就不會使用。如果滿刻度傳感器輸出超過標稱值,ADC輸出將在傳感器輸出達到其滿刻度之前先達到ADC滿刻度輸出值。此外,如果傳感器輸出或放大器本身有漂移,那么在讀數(shù)時將存在某種不確定性和不精確性。
幸運的是,目前的傳感器即使有時間漂移也非常小,仔細選擇放大器可以使放大器漂移最小。因此,在制造期間和/或系統(tǒng)上電時,電路增益可以一次調整到位。
達到這個目的的方法之一是使用數(shù)模轉換器(DAC)調整ADC參考電壓VREF,以補償傳感器的滿刻度誤差,使用另一個DAC調整圖2中的VOFF以補償偏移誤差。雙通道DAC,如國半的DAXxx2S085(其中“xx”可以是08、10或12,代表DAC分辨率),將是這種應用的理想之選。另外一種方法,是在傳感器輸出被數(shù)字化后,用軟件校準這些誤差。
解決這兩個挑戰(zhàn)的最佳方案,是在制造過程和系統(tǒng)啟動時的軟件校準過程中,調整偏移和增益誤差。這種方法允許用軟件實現(xiàn)最小誤差校準,并保持ADC的最大可用動態(tài)范圍。
第三個問題是,單端ADC通常要求其輸入可以被驅動到非常接近零伏,以產生零輸出代碼。問題產生的原因是,用于驅動ADC輸入的放大器不能產生低于50mV左右的輸出。即使所所用的放大器具有軌到軌輸出能力,這種現(xiàn)象也很常見。
雖然對某些應用來說,電路無法提供最小的ADC零輸出代碼沒什么關系,但對其它應用來說這卻是個問題。對于后者,解決方案包括:
給驅動單端輸入ADC的放大器提供負電源。
使用既帶正參考電壓又帶負參考電壓的單端ADC,這些參考電壓可以設為比器件地高的值,并相應抵消ADC輸入電壓。
將ADC的地偏置到約100mV。
偏移ADC輸入,丟棄ADC輸出端的一些代碼,用軟件進行調整
使用差分輸入ADC。
驅動ADC的放大器使用負電源有個缺點,即系統(tǒng)中可能沒有負電源,而單為這個放大器提供一個負電源又似乎不太可行。對此,國半公司的開關電容電壓反向器LM2787提供了一種簡單的解決方案。
所有ADC都有一個正參考電壓和一個負參考電壓。這兩個參考電壓之間的差值就是所謂的ADC“參考電壓”。負參考和正參考電壓分別定義了輸入最小和最大電壓。遺憾的是,目前許多ADC內部將負參考電壓定義為器件地,這是為了將ADC集成在具有更少外部引腳的更小封裝中而作出的犧牲。
提高ADC的地電平通常不是件容易的事。將它偏置得太高可能會出現(xiàn)輸出接口問題,因為器件的邏輯低電平將比地偏置值高出一些。然而,這樣做與將ADC負參考電壓定義為低值(也許70mV至100mV)具有相同的效果。
增加ADC偏移對ADC滿刻度輸入值作合適調整是一種可行的方法,但會降低ADC使用的動態(tài)范圍。相當于提供圖2所示的正VOFF,減少放大器增益,以便ADC輸入不超過ADC參考電壓,并對ADC輸出代碼進行軟件調整。
結語
使用差分輸入ADC是一種最好的方法,它能獲得ADC零輸出代碼,在ADC輸入端的整個輸入電壓范圍內保持良好的電路線性,并且無需在系統(tǒng)中使用負電壓。在這種方法中,差分放大器的輸出反饋到ADC的差分輸入端,無需差分到單端放大器電路。因此這是一種既簡單又不失高效的完美解決方案。