PLL頻率合成器可以從多個(gè)基本構(gòu)建模塊的角度來(lái)考察。 我們?cè)谇懊嬉呀?jīng)提到過(guò)這個(gè)問(wèn)題，下面將更加詳細(xì)地進(jìn)行探討：

 

鑒頻鑒相器(PFD)

參考計(jì)數(shù)器(R)

反饋計(jì)數(shù)器(N)

 

鑒頻鑒相器(PFD)

 

頻率合成器的核心是鑒相器，也稱(chēng)鑒頻鑒相器。 在鑒相器中，將比較參考頻率信號(hào)與從VCO輸出端反饋回來(lái)的信號(hào)，結(jié)果得到的誤差信號(hào)用于驅(qū)動(dòng)環(huán)路濾波器和VCO。 在數(shù)字PLL (DPLL)中，鑒相器或鑒頻鑒相器是一個(gè)邏輯元件。三種最常用的實(shí)現(xiàn)方法為：

 

異或(EXOR)柵極

J-K觸發(fā)器

數(shù)字鑒頻鑒相器

 

這里，我們只考慮PFD，這也是ADF4110和ADF4210頻率合成器系列中使用的元件，因?yàn)榕cEXOR柵極和J-K觸發(fā)器不同，處于解鎖狀態(tài)時(shí)，其輸出為頻差以及兩個(gè)輸入間相差的函數(shù)。

 

圖1所示為PFD的一種實(shí)現(xiàn)方案，該類(lèi)器件基本上由兩個(gè)D型觸發(fā)器組成。 一路Q(chēng)輸出使能正電流源，另一路Q(chēng)輸出則使能負(fù)電流源。 假設(shè)本設(shè)計(jì)中D型觸發(fā)器由正邊沿觸發(fā)，則狀態(tài)為(Q1, Q2)：

 

11—兩個(gè)輸出均為高電平，由反饋至觸發(fā)器上CLR引腳的AND柵極(U3)禁用。

00—P1和N1均關(guān)閉，輸出OUT實(shí)際處于高阻抗?fàn)顟B(tài)。

10—P1開(kāi)啟，N1關(guān)閉，輸出位于V+。

01—P1關(guān)閉，N1開(kāi)啟，輸出位于V–。

 

圖1. 運(yùn)用D型觸發(fā)器的典型PFD。

 

現(xiàn)在考慮系統(tǒng)失鎖且+IN處的頻率遠(yuǎn)高于–IN處的頻率時(shí)電路的性能表現(xiàn)，如圖2所示。

 

圖2. PFD波形(鎖頻和鎖相均解除)。

 

由于+IN處的頻率遠(yuǎn)高于–IN處的頻率，因此輸出多數(shù)時(shí)間處于高電平狀態(tài)。 +IN上的第一個(gè)上升沿會(huì)發(fā)送輸出高電平，并且這種情況會(huì)一直持續(xù)到–IN上出現(xiàn)第一個(gè)上升沿。在實(shí)際的系統(tǒng)中，這就意味著輸出及VCO的輸入會(huì)被進(jìn)一步拉高，進(jìn)而造成–IN處的頻率增加。這恰恰是期望達(dá)到的效果。

 

如果+IN處的頻率遠(yuǎn)低于–IN處的，則會(huì)出現(xiàn)相反效果。 OUT處的輸出多數(shù)時(shí)間處于低電平狀態(tài)。 這會(huì)在負(fù)方向上驅(qū)動(dòng)VCO，并再次使得–IN處的頻率更加接近+IN處的頻率，從而達(dá)到鎖定條件。 圖3顯示了輸入處于鎖頻和接近鎖相條件時(shí)的波形。

 

圖3. PFD波形(鎖頻，但相位鎖定解除)。

 

由于+IN領(lǐng)先于–IN，因此輸出為一系列正電流脈沖。 這些脈沖往往會(huì)驅(qū)動(dòng)VCO，使得–IN信號(hào)變得與+IN信號(hào)相位對(duì)齊。

 

發(fā)生這種情況時(shí)，如果U3和U1及U2的CLR輸入端之間沒(méi)有任何延遲元件，那么輸出可能會(huì)進(jìn)入高阻抗模式，從而既不會(huì)生成正電流脈沖，也不會(huì)生成負(fù)電流脈沖。 這并不是一種很好的狀況。 VCO會(huì)發(fā)生漂移，直到造成顯著的相位誤差并再次開(kāi)始生成正電流脈沖或負(fù)電流脈沖。 這種循環(huán)會(huì)持續(xù)相當(dāng)長(zhǎng)的一段時(shí)間，其影響是電荷泵的輸出會(huì)被某個(gè)信號(hào)(PFD輸入?yún)⒖碱l率的次諧波)調(diào)制。 由于這可能是一種低頻信號(hào)，因此無(wú)法通過(guò)環(huán)路濾波器進(jìn)行衰減，從而會(huì)導(dǎo)致VCO輸出頻譜中出現(xiàn)非常明顯的雜散，該現(xiàn)象稱(chēng)為“間隙”效應(yīng)。 通過(guò)在U3的輸出端和U1及U2的CLR輸入端之間添加延遲元件，可以確保不會(huì)發(fā)生這種情況。 添加延遲元件后，即使+IN和–IN相位完全對(duì)齊時(shí)，電荷泵輸出端仍會(huì)生成電流脈沖。 該延遲的持續(xù)時(shí)間等于在U3輸出處插入的延遲，稱(chēng)為反沖防回差脈沖寬度。

 

參考計(jì)數(shù)器

 

在傳統(tǒng)的整數(shù)N分頻頻率合成器中，輸出頻率的分辨率由施加于鑒相器的參考頻率決定。 因此，舉例來(lái)說(shuō)，如果需要200 kHz間距(如GSM電話中)，那么參考頻率必須為200 kHz。 但是，獲取穩(wěn)定的200 kHz頻率源并不容易。 一種合理的做法是采用基于晶振的良好高頻源并對(duì)其進(jìn)行分頻。 例如，從10 MHz頻率基準(zhǔn)開(kāi)始并進(jìn)行50分頻，就可以得到所需的頻率間隔。這種方法如圖4所示。

 

圖4 在PLL頻率合成器中使用參考計(jì)數(shù)器。

 

反饋計(jì)數(shù)器N

 

N計(jì)數(shù)器也稱(chēng)為N分頻器，是用于設(shè)置PLL中輸入頻率和輸出頻率之間關(guān)系的可編程元件。 N計(jì)數(shù)器的復(fù)雜性逐年增長(zhǎng)。 除簡(jiǎn)單的N計(jì)數(shù)器之外，經(jīng)過(guò)發(fā)展，后來(lái)還包括“預(yù)分頻器”，后者可具有“雙模”。

 

這種結(jié)構(gòu)已經(jīng)發(fā)展成為下列情況下固有問(wèn)題的一種解決方案：需要超高頻輸出時(shí)使用基本N分頻結(jié)構(gòu)來(lái)反饋至鑒相器。 例如，我們假設(shè)需要一個(gè)間距為10 Hz的900 MHz輸出。 可以使用10 MHz參考頻率并將R分頻器設(shè)為1000。然后，反饋中的N值必須為90,000。這意味著，至少需要一個(gè)能夠處理900 MHz輸入頻率的17位計(jì)數(shù)器。

 

為處理此范圍，需要考慮在可編程計(jì)數(shù)器之前加上一個(gè)固定計(jì)數(shù)器元件，以便將超高輸入頻率拉低至標(biāo)準(zhǔn)CMOS的工作頻率范圍內(nèi)。 該計(jì)數(shù)器稱(chēng)為預(yù)分頻器，如圖5所示。

 

然而，使用標(biāo)準(zhǔn)的預(yù)分頻器會(huì)導(dǎo)致其他并發(fā)癥。 現(xiàn)在，系統(tǒng)分辨率降低(F₁ × P)。 可通過(guò)使用雙模預(yù)分頻器來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題(圖6)。 這種方法可以享有標(biāo)準(zhǔn)預(yù)分頻器種種優(yōu)勢(shì)，又不會(huì)犧牲系統(tǒng)分辨率。 雙模預(yù)分頻器是一種可通過(guò)外部控制信號(hào)將分頻比從一個(gè)值切換為另一個(gè)值的計(jì)數(shù)器， 通過(guò)使用帶有A和B計(jì)數(shù)器的雙模預(yù)分頻器，仍可以保持F₁的輸出分辨率。 不過(guò)，必須滿足下列條件：

 

圖5. 基本預(yù)分頻器。

 

圖6. 雙模預(yù)分頻器。

 

1.如果兩個(gè)計(jì)數(shù)器未超時(shí)，其輸出信號(hào)都為高電平。

 

2.當(dāng)B計(jì)數(shù)器超時(shí)時(shí)，其輸出變?yōu)榈碗娖?，并立即將兩個(gè)計(jì)數(shù)器加載至其預(yù)設(shè)值。

 

3.加載到B計(jì)數(shù)器的值必須始終大于加載到A計(jì)數(shù)器的值。

 

假設(shè)B計(jì)數(shù)器剛發(fā)生超時(shí)并且兩個(gè)計(jì)數(shù)器均已經(jīng)重新加載值A(chǔ)和B。我們來(lái)看看再次達(dá)到相同狀態(tài)所需的VCO周期數(shù)。

 

只要A計(jì)數(shù)器未超時(shí)，預(yù)分頻器即會(huì)以P + 1進(jìn)行分頻。因此，每次預(yù)分頻器計(jì)數(shù)達(dá)到(P + 1)個(gè)VCO周期時(shí)，A和B計(jì)數(shù)器都會(huì)遞減1。 這意味著，A計(jì)數(shù)器會(huì)在((P + 1) × A)個(gè)VCO周期后超時(shí)。 然后，預(yù)分頻器會(huì)切換至P分頻。也可以說(shuō)，此時(shí)B計(jì)數(shù)器還有(B – A)個(gè)周期才會(huì)超時(shí)。 所需時(shí)間為： ((B – A) × P)。 現(xiàn)在，系統(tǒng)會(huì)返回到剛開(kāi)始的初始條件。

 

所需的VCO周期總數(shù)為：

 

 

在使用雙模預(yù)分頻器時(shí)，必須考慮N的最低值和最高值。這里，我們真正想要的是可以按離散整數(shù)步長(zhǎng)更改N的范圍?？紤]表達(dá)式N = A + BP。為確保N有連續(xù)的整數(shù)間距，A必須在0至(P – 1)之間。這樣，每當(dāng)B遞增時(shí)，就有充足的分辨率來(lái)填充BP 和(B + 1)P之間的所有整數(shù)值。

 

就如我們針對(duì)雙模預(yù)分頻器提到的那樣，B必須大于或等于A，雙模預(yù)分頻器才能正常工作?；诖耍覀兛梢哉f(shuō)，若要按離散整數(shù)步長(zhǎng)遞增，最小分頻比為：

 

 

N 的最高值來(lái)自

 

 

本例中，A_max 和B_max僅僅取決于A和B計(jì)數(shù)器的大小。接下來(lái)，我們將給出一個(gè)采用ADF4111的例子。

 

我們假設(shè)，通過(guò)編程將預(yù)分頻器的分頻比設(shè)為32/33。

 

A計(jì)數(shù)器： 6位意味著，A可能為2⁶– 1 = 63

B計(jì)數(shù)器： 13位意味著，B可能為2¹³ – 1 = 8191 

 

 

ADF4110系列

 

前面幾節(jié)討論的構(gòu)建模塊在來(lái)自ADI公司的新型整數(shù)N頻率合成器系列中均有使用。ADF4110系列頻率合成器由單個(gè)器件構(gòu)成，ADF4210系列由雙通道版本構(gòu)成。ADF4110的框圖如下所示。其中含有上面描述的參考計(jì)數(shù)器、雙模預(yù)分頻器、N計(jì)數(shù)器和PFD模塊。

 

圖7. ADF4110系列的框圖。

 

小數(shù)N頻率合成器s*

 

許多新興無(wú)線通信系統(tǒng)都要求本振(LO)具有更快的切換能力和更低相位噪聲。整數(shù)N頻率合成器要求參考頻率等于通道間距。該值可能非常低，意味著高N。該高N會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)較高的相位噪聲。低參考頻率會(huì)限制PLL鎖定時(shí)間。小數(shù)N合成是在PLL中同時(shí)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲和快速鎖定時(shí)間的一種方式。

 

這種技術(shù)最初出現(xiàn)在20世紀(jì)70年代初。早期工作主要由惠普公司和Racal公司完成。該技術(shù)最初稱(chēng)為“digiphase”，但后來(lái)被廣泛稱(chēng)為小數(shù)N。

 

在標(biāo)準(zhǔn)頻率合成器中，只能用一個(gè)整數(shù)除以RF信號(hào)。這就需要使用一個(gè)相對(duì)較低的參考頻率(取決于系統(tǒng)通道間距)，并在反饋中導(dǎo)致高N值。這兩個(gè)事實(shí)都對(duì)系統(tǒng)建立時(shí)間和系統(tǒng)相位噪聲有著重要影響。低參考頻率意味著較長(zhǎng)的建立時(shí)間，高N值意味著較大的相位噪聲。

 

如果反饋中可能出現(xiàn)除數(shù)為小數(shù)的情況，則可以使用較高的參考頻率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)通道間距目標(biāo)。小數(shù)越小，則意味著相位噪聲越低。

 

事實(shí)上，通過(guò)交替除以兩個(gè)整數(shù)，可以實(shí)現(xiàn)在較長(zhǎng)時(shí)間內(nèi)用小數(shù)除(通過(guò)先后除以2和3可以除以2.5)。

 

那么，如何除以X或(X + 1)(假設(shè)小數(shù)在這兩個(gè)值之間)？ 數(shù)值的小數(shù)部分可以按參考頻率速率累加。

 

圖8. 小數(shù)N頻率合成器。

 

然后，每當(dāng)累加器溢出時(shí)，就可以用該信號(hào)來(lái)更改N分頻比。在圖8中，這是通過(guò)移除饋入N計(jì)數(shù)器的一個(gè)脈沖來(lái)實(shí)現(xiàn)的。實(shí)際上，每當(dāng)累加器溢出時(shí)，結(jié)果會(huì)使分頻比加1。另外，F(xiàn)寄存器中的數(shù)值越大，累加器溢出次數(shù)越多，以較大數(shù)值為除數(shù)的次數(shù)也就越多。這正是電路的目的所在。但會(huì)增加一些并發(fā)癥。從N分頻電路饋入鑒相器的信號(hào)在實(shí)時(shí)表現(xiàn)上并不均勻。相反，其調(diào)制速率取決于參考頻率和編程小數(shù)。結(jié)果又調(diào)制鑒相器輸出，并進(jìn)入VCO輸入端。最后，在VCO輸出端會(huì)出現(xiàn)較多的雜散內(nèi)容。目前業(yè)界正在努力解決這些雜散問(wèn)題。 一種方法是采用DAC，如圖8所示。

 

目前為止，單芯片小數(shù)N頻率合成器仍然未能達(dá)到預(yù)期，但最終可以實(shí)現(xiàn)的效益意味著，其發(fā)展正在快馬加鞭地進(jìn)行。

 

VCO制造商小結(jié)

 

在過(guò)去5年中，隨著無(wú)線通信的爆炸式增長(zhǎng)，對(duì)頻率合成器、VCO等產(chǎn)品的需求也出現(xiàn)了大幅增長(zhǎng)。 有意思的是，到目前為止，為市場(chǎng)提供服務(wù)的制造商分為涇渭分明的兩個(gè)陣營(yíng)。 以下列出了VCO領(lǐng)域的部分制造商。 列表并未窮盡所有制造商，只是讓讀者獲得對(duì)一些主要參與者的認(rèn)識(shí)。

 

VCO

 

 

ADI頻率合成器系列

 

下表列出了ADF4xxx頻率合成器系列的未來(lái)成員， 其中包括單通道和雙通道器件，以及整數(shù)N和小數(shù)N器件。

 

 

致謝

 

ADF4xxx系列頻率合成器在愛(ài)爾蘭利默里克的ADI工廠中設(shè)計(jì)。 產(chǎn)品線團(tuán)隊(duì)包括： Mike Tuthill、Leo McHugh、Bill Hunt、Mike Keaveney、Brendan Daly、Paul O’Brien、Paul Mallon、Ian Collins、Sinead O’Keefe、Liam McCann、Patrick Walsh、Cristoir O’Reilly、Paul Laven、Samuel Landete、Niall Kearney和Mike Curtin。 團(tuán)隊(duì)希望借此機(jī)會(huì)向ADI公司英國(guó)肯特分公司的Jon Strange和Ashish Shah，以及ADI公司西北實(shí)驗(yàn)室(美國(guó)俄勒岡州比佛頓)的Fred Weiss致以誠(chéng)摯的謝意，感謝他們提出的寶貴意見(jiàn)。

 

參考文獻(xiàn)

 

1. Mini-Circuits Corporation, VCO Designer’s Handbook, 1996.

 

Mini-Circuits公司，VCO Designer’s Handbook(VCO設(shè)計(jì)師手冊(cè))，1996年。

 

2. L.W. Couch, Digital and Analog Communications Systems, Macmillan Publishing Company, New York, 1990.

 

L.W. Couch，Digital and Analog Communications Systems(數(shù)字與模擬通信系統(tǒng))，Macmillan Publishing Company，New York，1990年。

 

3. P. Vizmuller, RF Design Guide, Artech House, 1995.

 

P. Vizmuller，RF Design Guide(RF設(shè)計(jì)指南)，Artech House，1995年。

 

4. R.L. Best, Phase Locked Loops: Design, Simulation and Applications, 3rd Edition, McGraw-Hill, 1997.

 

R.L. Best，Phase Locked Loops: Design, Simulation and Applications(鎖相環(huán)：設(shè)計(jì)、仿真與應(yīng)用)，第3版，McGraw-Hill，1997年。

 

 

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