今天，我們就參考上述各種應(yīng)用來介紹PLL電路的一些構(gòu)建模塊，以指導(dǎo)器件選擇和每種不同應(yīng)用內(nèi)部的權(quán)衡考慮，這對新手和PLL專家均有幫助。

 

ps. 本文參考 ADI 的 ADF4xxx 和 HMCxxx 系列PLL和壓控振蕩器 (VCO)，并使用 ADIsimPLL（ADI 內(nèi)部PLL電路仿真器）來演示不同電路性能參數(shù)。

 

基本配置：時(shí)鐘凈化電路

 

鎖相環(huán)的最基本配置是將參考信號(FREF)的相位與可調(diào)反饋信號(RFIN)F0的相位進(jìn)行比較，如圖1所示。

 

圖1. PLL基本配置

 

圖2中有一個(gè)在頻域中工作的負(fù)反饋控制環(huán)路。當(dāng)比較結(jié)果處于穩(wěn)態(tài)，即輸出頻率和相位與誤差檢測器的輸入頻率和相位匹配時(shí)，我們說PLL被鎖定。就本文而言，我們僅考慮ADI ADF4xxx系列PLL所實(shí)現(xiàn)的經(jīng)典數(shù)字PLL架構(gòu)。

 

該電路的第一個(gè)基本元件是鑒頻鑒相器(PFD)。PFD將輸入到REFIN的頻率和相位與反饋到RFIN的頻率和相位進(jìn)行比較。ADF4002 是一 款可配置為獨(dú)立PFD（反饋分頻器N = 1）的PLL。因此，它可以與高質(zhì)量壓控晶體振蕩器(VCXO)和窄低通濾波器一起使用，以凈化高噪聲REFIN時(shí)鐘。

 

圖2. PLL基本配置

 

鑒頻鑒相器

 

圖3中的鑒頻鑒相器將+IN端的FREF輸入與和-IN端的反饋信號進(jìn)行比較。它使用兩個(gè)D型觸發(fā)器和一個(gè)延遲元件。一路Q輸出使能正電流源，另一路Q輸出使能負(fù)電流源。這些電流源就是所謂電荷泵。

 

圖3. 鑒頻鑒相器

 

使用這種架構(gòu)，下面+IN端的輸入頻率高于-IN端（圖4），電荷泵輸出會(huì)推高電流，其在PLL低通濾波器中積分后，會(huì)使VCO調(diào)諧電壓上升。

 

圖4. PFD錯(cuò)相和頻率失鎖

 

這樣，-IN頻率將隨著VCO頻率的提高而提高，兩個(gè)PFD輸入最終會(huì)收斂或鎖定到相同頻率（圖5）。如果-IN頻率高于+IN頻率，則發(fā)生相反的情況。

 

圖5. 鑒頻鑒相器、頻率和鎖相

 

回到原先需要凈化的高噪聲時(shí)鐘例子，時(shí)鐘、自由運(yùn)行VCXO和閉環(huán)PLL的相位噪聲曲線可以在ADIsimPLL中建模。

 

從所示的ADIsimPLL曲線中可以看出，REFIN的高相位噪聲（圖6）由低通濾波器濾除。由PLL的參考和PFD電路貢獻(xiàn)的所有帶內(nèi)噪聲都被低通濾波器濾除，只在環(huán)路帶寬外（圖8）留下低得多的VCXO噪聲（圖7）。當(dāng)輸出頻率等于輸入頻率時(shí)，PLL配置最簡單。這種PLL稱為時(shí)鐘凈化PLL。對于此類時(shí)鐘凈化應(yīng)用，建議使用窄帶寬(<1kHz)低通濾波器。

 

圖6. 參考噪聲

 

圖7. 自由運(yùn)行VCXO

 

圖8. 總PLL噪聲

 

高頻整數(shù)N分頻架構(gòu)

 

為了產(chǎn)生一系列更高頻率，應(yīng)使用VCO，其調(diào)諧范圍比VCXO更寬。這常用于跳頻或擴(kuò)頻跳頻(FHSS)應(yīng)用中。在這種PLL中，輸出是參考頻率的很多倍。壓控振蕩器含有可變調(diào)諧元件，例如變?nèi)荻O管，其電容隨輸入電壓而改變，形成一個(gè)可調(diào)諧振電路，從而可以產(chǎn)生一系列頻率（圖9）。PLL可以被認(rèn)為是該VCO的控制系統(tǒng)。

 

圖9. 壓控振蕩器

 

反饋分頻器用于將VCO頻率分頻為PFD頻率，從而允許PLL生成PFD頻率倍數(shù)的輸出頻率。分頻器也可以用在參考路徑中，這樣就可以使用比PFD頻率更高的參考頻率。ADI公司的 ADF4108 就是這樣的PLL。PLL計(jì)數(shù)器是電路中要考慮的第二個(gè)基本元件。

 

PLL的關(guān)鍵性能參數(shù)是相位噪聲、頻率合成過程中的多余副產(chǎn)物或雜散頻率（簡稱雜散）。對于整數(shù)N PLL分頻，雜散頻率由PFD頻率產(chǎn)生。來自電荷泵的漏電流會(huì)調(diào)制VCO的調(diào)諧端口。低通濾波器可減輕這種影響，而且?guī)捲秸?，對雜散頻率的濾波越強(qiáng)。理想單音信號沒有噪聲或額外雜散頻率（圖10），但在實(shí)際應(yīng)用中，相位噪聲像裙擺一樣出現(xiàn)在載波邊緣，如圖11所示。單邊帶相位噪聲是指在距離載波的指定頻率偏移處，1 Hz帶寬內(nèi)相對于載波的噪聲功率。

 

圖10. 理想LO頻譜

 

圖11. 單邊帶相位噪聲

 

整數(shù)N和小數(shù)N分頻器

 

在窄帶應(yīng)用中，通道間隔很窄（通常<5MHz），反饋計(jì)數(shù)器N很高。通過使用雙模P/P + 1預(yù)分頻器，如圖12所示，可以利用一個(gè)小電路獲得高N值，并且N值可以利用公式N = PB + A來計(jì)算；以8/9預(yù)分頻器和90的N值為例，計(jì)算可得B值為11，A值為2。對于A或2個(gè)周期，雙模預(yù)分頻器將進(jìn)行9分頻。

 

圖12. 具有雙模N計(jì)數(shù)器的PLL

 

對于剩余的(B-A)或9個(gè)周期，它將進(jìn)行8分頻，如表1所示。預(yù)分頻器一般利用較高頻率電路技術(shù)設(shè)計(jì)，例如雙極性射極耦合邏輯(ECL)電路，而A和B計(jì)數(shù)器可以接受這種較低頻率的預(yù)分頻器輸出，它們可以利用低速CMOS電路制造，以減少電路面積和功耗。像ADF4002這樣的低頻凈化PLL省去了預(yù)分頻器。

 

 

表1. 雙模預(yù)分頻器操作

 

帶內(nèi)（PLL環(huán)路濾波器帶寬內(nèi)）相位噪聲受N值直接影響，帶內(nèi)噪聲增幅為20log(N)。因此，對于N值很高的窄帶應(yīng)用，帶內(nèi)噪聲主要由高N值決定。利用小數(shù)N分頻合成器（例如 ADF4159 或 HMC704），可以實(shí)現(xiàn)N值低得多但仍有精細(xì)分辨率的系統(tǒng)。這樣一來，帶內(nèi)相位噪聲可以大大降低。圖13至圖16說明了其實(shí)現(xiàn)原理。

 

在這些示例中，使用兩個(gè)PLL來生成適合于5G系統(tǒng)本振(LO)的7.4 GHz至7.6 GHz頻率，通道分辨率為1 MHz。ADF4108以整數(shù)N分頻配置使用（圖13），HMC704以小數(shù)N分頻配置使用。HMC704（圖14）可以使用50 MHz PFD頻率，這會(huì)降低N值，從而降低帶內(nèi)噪聲，同時(shí)仍然支持1 MHz（或更?。┑念l率步長——可注意到性能改善15 dB（在8 kHz偏移頻率處）（圖15與圖16對比）。但是，ADF4108必須使用1 MHz PFD才能實(shí)現(xiàn)相同的分辨率。

 

圖13. 整數(shù)N分頻PLL

 

圖14. 小數(shù)N分頻PLL

 

圖15. 整數(shù)N分頻PLL帶內(nèi)相位噪聲

 

圖16. 小數(shù)N分頻PLL帶內(nèi)相位噪聲

 

對于小數(shù)N分頻PLL務(wù)必要小心，確保雜散不會(huì)降低系統(tǒng)性能。對于HMC704之類的PLL，整數(shù)邊界雜散（當(dāng)N值的小數(shù)部分接近0或1時(shí)產(chǎn)生，例如147.98或148.02非常接近整數(shù)值148）最需要關(guān)注。解決措施是對VCO輸出到RF輸入進(jìn)行緩沖，以及/或者做精心的規(guī)劃頻率，改變REFIN以避免易發(fā)生問題的頻率。

 

對于大多數(shù)PLL，帶內(nèi)噪聲高度依賴于N值，也取決于PFD頻率。從帶內(nèi)相位噪聲測量結(jié)果的平坦部分減去20log(N)和10log(FPFD)得到品質(zhì)因數(shù)(FOM)。選擇PLL的常用指標(biāo)是比較FOM。影響帶內(nèi)噪聲的另一個(gè)因素是1/f噪聲，它取決于器件的輸出頻率。FOM貢獻(xiàn)和1/f噪聲，再加上參考噪聲，決定了PLL系統(tǒng)的帶內(nèi)噪聲。

 

用于5G通信的窄帶LO

 

對于通信系統(tǒng)，從PLL角度來看，主要規(guī)格有誤差矢量幅度(EVM)和VCO阻塞。EVM在范圍上與積分相位噪聲類似，考慮的是一系列偏移上的噪聲貢獻(xiàn)。對于前面列出的5G系統(tǒng)，積分限非常寬，從1 kHz開始持續(xù)到100 MHz。EVM可被認(rèn)為是理想調(diào)制信號相對于理想點(diǎn)的性能降幅百分比（圖17）。

 

圖17. 相位誤差可視化

 

類似地，積分相位噪聲將相對于載波的不同偏移處的噪聲功率進(jìn)行積分，表示通過配置可以計(jì)算EVM、積分相位噪聲、均方根相位誤差和抖動(dòng)?，F(xiàn)代信號源分析儀也會(huì)包含這些數(shù)值（圖18），只需按一下按鈕即可得到。隨著調(diào)制方案中密度的增加，EVM變得非常重要。對于16-QAM，根據(jù)ETSI規(guī)范3GPP TS 36.104，EVM最低要求為12.5%。對于64-QAM，該要求為8%。然而，由于EVM包括各種其他非理想?yún)?shù)（功率放大器失真和不需要的混頻產(chǎn)物引起），因此積分噪聲通常有單獨(dú)的定義（以dBc為單位）。

 

圖18. 信號源分析儀圖

 

VCO阻塞規(guī)范在需要考慮強(qiáng)發(fā)射存在的蜂窩系統(tǒng)中非常重要。如果接收器信號很弱，并且VCO噪聲太高，那么附近的發(fā)射器信號可能會(huì)向下混頻，淹沒目標(biāo)信號（圖19）。圖19演示了如果接收器VCO噪聲很高，附近的發(fā)射器（相距800 kHz）以-25 dBm功率發(fā)射時(shí)，如何淹沒-101 dBm的目標(biāo)信號。這些規(guī)范構(gòu)成無線通信標(biāo)準(zhǔn)的一部分。阻塞規(guī)范直接影響VCO的性能要求。

 

 

圖19. VCO噪聲阻塞

 

壓控振蕩器(VCO)

 

我們的電路中需要考慮的下一個(gè)PLL電路元件是壓控振蕩器。對于VCO，相位噪聲、頻率覆蓋范圍和功耗之間的權(quán)衡十分重要。振蕩器的品質(zhì)因數(shù)(Q)越高，VCO相位噪聲越低。然而，較高Q電路的頻率范圍比較窄。提高電源電壓也會(huì)降低相位噪聲。

 

在ADI 的VCO系列中， HMC507 的覆蓋范圍為6650 MHz至7650 MHz，100 kHz時(shí)的VCO噪聲約為-115 dBc/Hz。相比之下， HMC586 覆蓋了從4000 MHz 到8000 MHz的全部倍頻程，但相位噪聲較高，為-100 dBc/Hz。為使這種VCO的相位噪聲最小，一種策略是提高VCO調(diào)諧電壓VTUNE的范圍（可達(dá)20 V或更高）。這會(huì)增加PLL電路的復(fù)雜性，因?yàn)榇蠖鄶?shù)PLL電荷泵只能調(diào)諧到5 V，所以利用一個(gè)由運(yùn)算放大器組成的有源濾波器來提高PLL電路的調(diào)諧電壓。

 

多頻段集成PLL和VCO

 

另一種擴(kuò)大頻率覆蓋范圍而不惡化VCO相位噪聲性能的策略是使用多頻段VCO，其中重疊的頻率范圍用于覆蓋一個(gè)倍頻程的頻率范圍，較低頻率可以利用VCO輸出端的分頻器產(chǎn)生。ADF4356就是這種器件，它使用四個(gè)主VCO內(nèi)核，每個(gè)內(nèi)核有256個(gè)重疊頻率范圍。該器件使用內(nèi)部參考和反饋分頻器來選擇合適的VCO頻段，此過程被稱為VCO頻段選擇或自動(dòng)校準(zhǔn)。

 

多頻段VCO的寬調(diào)諧范圍使其適用于寬帶儀器，可產(chǎn)生范圍廣泛的頻率。此外，39位小數(shù)N分辨率使其成為精密頻率應(yīng)用的理想選擇。在矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀等儀器中，超快開關(guān)速度至關(guān)重要。這可以通過使用非常寬的低通濾波器帶寬來實(shí)現(xiàn)，它能非?？斓卣{(diào)諧到最終頻率。在這些應(yīng)用中，通過使用查找表（針對每個(gè)頻率直接寫入頻率值）可以繞過自動(dòng)頻率校準(zhǔn)程序，也可以使用真正的單核寬帶VCO，如HMC733 ，其復(fù)雜性更低。

 

對于鎖相環(huán)電路，低通濾波器的帶寬對系統(tǒng)建立時(shí)間有直接影響。低通濾波器是我們電路中的最后一個(gè)元件。如果建立時(shí)間至關(guān)重要，應(yīng)將環(huán)路帶寬增加到允許的最大帶寬，以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定鎖定并滿足相位噪聲和雜散頻率目標(biāo)。通信鏈路中的窄帶要求意味著使用HMC507時(shí)，為使積分噪聲最?。?0 kHz至100 MHz之間），低通濾波器的最佳帶寬約為207 kHz（圖20）。這會(huì)貢獻(xiàn)大約-51 dBc的積分噪聲，可在大約51μs內(nèi)實(shí)現(xiàn)頻率鎖定，誤差范圍為1 kHz（圖22）。

 

圖20. 相位噪聲HMC704加HMC507

 

圖21. 相位噪聲HMC704加HMC586

 

相比之下，寬帶HMC586（覆蓋4 GHz至8 GHz）以更接近300 kHz帶寬的更寬帶寬實(shí)現(xiàn)最佳均方根相位噪聲（圖21），積分噪聲為-44 dBc。但是，它在不到27μs的時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)相同精度的頻率鎖定（圖23）。正確的器件選擇和周圍電路設(shè)計(jì)對于實(shí)現(xiàn)應(yīng)用的最佳結(jié)果至關(guān)重要。

 

圖22. 頻率建立：HMC704加HMC507

 

圖23. HMC704加HMC586

 

低抖動(dòng)時(shí)鐘

 

對于高速DAC和ADC，干凈的低抖動(dòng)采樣時(shí)鐘是必不可少的構(gòu)建模塊。為使帶內(nèi)噪聲最小，應(yīng)選擇較低的N值；但為使雜散噪聲最小，最好選擇整數(shù)N值。時(shí)鐘往往是固定頻率，因此可以選擇頻率以確保REFIN頻率恰好是輸入頻率的整數(shù)倍。這樣可以保證PLL帶內(nèi)噪聲最低。選擇VCO（無論集成與否）時(shí)，須確保其噪聲對應(yīng)用而言足夠低，尤其要注意寬帶噪聲。然后需要精心放置低通濾波器，以確保帶內(nèi)PLL噪聲與VCO噪聲相交——這樣可確保均方根抖動(dòng)最低。相位裕度為60°的低通濾波器可確保濾波器峰值最低，從而最大限度地減少抖動(dòng)。這樣的話，低抖動(dòng)時(shí)鐘就落在本文討論的第一個(gè)電路的時(shí)鐘凈化應(yīng)用和所討論的最后一個(gè)電路的快速開關(guān)能力之間。

 

對于時(shí)鐘電路，時(shí)鐘的均方根抖動(dòng)是關(guān)鍵性能參數(shù)。這可以利用ADIsimPLL估算，或使用信號源分析儀測量。對于像 ADF5356這樣的 高性能PLL器件，相對較寬的低通濾波器帶寬(132 kHz)，配合WenxelOCXO之類的超低REFIN源，允許用戶設(shè)計(jì)均方根抖動(dòng)低于90 fs的時(shí)鐘（圖26）。操縱PLL環(huán)路濾波器帶寬(LBW)的位置表明，如果降低太多，VCO噪聲在偏移較小時(shí)（圖24）將開始占主導(dǎo)地位，帶內(nèi)PLL噪聲實(shí)際上會(huì)降低，而如果提高太多的話，帶內(nèi)噪聲在偏移處占主導(dǎo)地位，VCO噪聲則顯著降低（圖25）。

 

圖24. LBW = 10 kHz，331 fs抖動(dòng)

 

圖25. LBW = 500 kHz，111 fs抖動(dòng)

 

圖26. LBW = 132 kHz，83 fs抖動(dòng)

 

ADI 行業(yè)領(lǐng)先的 PLL 頻率合成器系列具有各種高性能、低抖動(dòng)時(shí)鐘生成和分配器件。該系列有100多種產(chǎn)品，品種豐富，仍在不斷擴(kuò)充，均針對高數(shù)據(jù)速率、低抖動(dòng)時(shí)鐘應(yīng)用進(jìn)行了優(yōu)化，產(chǎn)品組合包括PLL、PLL/VCO和分配芯片，設(shè)計(jì)用于同步、時(shí)鐘分配和相位噪聲性能均至關(guān)重要的時(shí)鐘應(yīng)用。

 

 

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