不過(guò)有一些好消息：未來(lái)幾年內(nèi)，高采樣速率模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)技術(shù)將引領(lǐng)寬帶數(shù)字接收器架構(gòu)的發(fā)展。最重要的是，ADI公司的轉(zhuǎn)換器將保持傳統(tǒng)低速率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的出色線性度、噪聲性能和動(dòng)態(tài)范圍。作為主力的超外差式調(diào)頻器將讓位于直接采樣和直接變頻架構(gòu)1。自適應(yīng)頻譜調(diào)諧將繼續(xù)從射頻轉(zhuǎn)向數(shù)字信號(hào)處理領(lǐng)域。

 

寬帶射頻檢測(cè)的這種巨大轉(zhuǎn)變將帶來(lái)尺寸、重量、功耗與成本(SWaP-C)優(yōu)勢(shì)：以較低的每通道成本提供更高的接收和發(fā)射通道數(shù)，外形尺寸則與當(dāng)今相同或更小。

 

展望即將到來(lái)的具有多倍頻程帶寬的數(shù)字電子戰(zhàn)接收器時(shí)代，本文討論設(shè)計(jì)出色動(dòng)態(tài)范圍時(shí)面臨的新挑戰(zhàn)和考慮因素。在本文中，動(dòng)態(tài)范圍指瞬時(shí)無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍，這是負(fù)責(zé)在擁擠的較大阻塞頻譜中檢測(cè)小信號(hào)的接收器的關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)。

 

新一代ADC性能

 

受老一代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的限制，當(dāng)今許多電子戰(zhàn)接收器的瞬時(shí)帶寬(IBW)在倍頻程以下。未來(lái)，這些接收器將被IBW有幾GHz的多倍頻程寬帶數(shù)字接收器所取代。例如，在未來(lái)幾年，越來(lái)越多的檢測(cè)平臺(tái)將采用具有ADC和DAC的ADI轉(zhuǎn)換器芯片，這些芯片能夠處理大于4 GHz的IBW，同時(shí)保持70 dB以上的SFDR2,3,4

 

一種受歡迎的低SWaP寬帶數(shù)字接收器ADC使用案例可能是：

 

●     ADC采樣速率約為15 GSPS

●     對(duì)第一奈奎斯特區(qū)（即DC到6 GHz）直接采樣

●     對(duì)第二奈奎斯特區(qū)（即8 GHz到14 GHz）直接采樣

●     射頻模塊轉(zhuǎn)換中頻段（6 GHz至8 GHz）和更高頻率(>14 GHz)

 

電子戰(zhàn)接收器需要覆蓋越來(lái)越高的頻譜，從18 GHz到50 GHz甚至更高范圍。ADC較高的第二奈奎斯特區(qū)可簡(jiǎn)化頻率規(guī)劃，從而允許使用簡(jiǎn)單的射頻前端模塊轉(zhuǎn)換器和要求放寬且SWaP更小的射頻濾波器。以下討論考慮射頻前端與高采樣速率的ADC級(jí)聯(lián)，這與前面的例子相似。

 

寬帶數(shù)字接收器的動(dòng)態(tài)范圍

 

優(yōu)化動(dòng)態(tài)范圍的接收器設(shè)計(jì)人員必須在靈敏度(NF)與線性度（IP2、IP3）之間取得平衡，因?yàn)檫@些射頻器件特性通常相互制約。在較低射頻級(jí)別時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍受靈敏度限制；在較高射頻級(jí)別時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍受線性度限制。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，允許的接收器最大工作電平應(yīng)如此設(shè)置，即其應(yīng)使得多信號(hào)交調(diào)失真(IMD)雜散水平等于噪聲功率，如圖1所示?，F(xiàn)代系統(tǒng)使用自適應(yīng)瞬時(shí)帶寬通道化和處理帶寬(Bv)，本底噪聲因此上下移動(dòng)10Log(Bv)。處理帶寬的細(xì)微差別至關(guān)重要，值得在后面單獨(dú)討論。

 

圖1.SFDR與ADC工作范圍、噪聲、IMD雜散和檢測(cè)閾值有關(guān)

 

寬帶數(shù)字接收器的多倍頻程IMD2挑戰(zhàn)

 

寬帶數(shù)字接收器的發(fā)展帶來(lái)了新的射頻挑戰(zhàn)。在多倍頻程寬帶數(shù)字接收器中，多信號(hào)二階交調(diào)失真(IMD2)雜散是一個(gè)問(wèn)題，會(huì)損害動(dòng)態(tài)范圍。雖然IIP3在射頻器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中一直是一個(gè)關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)(FOM)，但I(xiàn)IP2更難追蹤，對(duì)電子戰(zhàn)設(shè)計(jì)人員而言可能更棘手。IMD2雜散的問(wèn)題在于，入射雙音信號(hào)功率每降低1 dB，IMD2雜散只會(huì)降低1 dBc，而三階交調(diào)失真(IMD3)雜散則降低2 dBc。

 

當(dāng)然，多倍頻程直接射頻采樣在ADC第一奈奎斯特區(qū)的較低部分進(jìn)行并不是什么新鮮事。例如，一個(gè)較舊的系統(tǒng)可能以500 MSPS采樣，并觀測(cè)第一奈奎斯特區(qū)中的DC至200 MHz范圍，不會(huì)有IMD2問(wèn)題。這是因?yàn)樵谶@些較低頻率（即不到幾百M(fèi)SPS），ADC特性是高度線性的，ADC的有效IIP2和IIP3非常高，導(dǎo)致良性IMD2產(chǎn)物消失在本底噪聲以下。就像寬帶射頻器件一樣，多GHz、多倍頻程ADC的線性度會(huì)隨著頻率的提高而降低，而在較高工作頻率時(shí)，IMD2產(chǎn)物常常位于本底噪聲之上。展望未來(lái)，我們需要處理IMD2。

 

拓寬寬帶數(shù)字接收器的SFDR定義

 

不請(qǐng)自來(lái)的IMD2要求重新定義流行的接收器FOM瞬時(shí)無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)。SFDR指當(dāng)有多個(gè)較大信號(hào)產(chǎn)生IMD雜散時(shí)，接收器可以檢測(cè)到多小的信號(hào)。相對(duì)于大信號(hào)，SFDR以dB為單位指定。

 

傳統(tǒng)上，SFDR是根據(jù)IMD3產(chǎn)物、NF和處理帶寬來(lái)定義的。許多文章中對(duì)基于IMD3的SFDR進(jìn)行了推導(dǎo)，其有時(shí)也被稱為瞬時(shí)SFDR，這也是本文中的意思5,6。我們將其稱為SFDR3：

 

 

如今，基于IMD2的SFDR較少受到關(guān)注，但它作為一個(gè)重大威脅已經(jīng)迫在眉睫，需要予以解決。它可以采用與SFDR3相同的方式推導(dǎo)出來(lái)，這里將其稱為SFDR2：

 

 

圖2顯示了一種射頻前端頻譜情況，三個(gè)同步信號(hào)（F1、F2和F3）造成交調(diào)產(chǎn)物，動(dòng)態(tài)范圍的下限由此決定。低于此水平時(shí)，寬帶數(shù)字接收器便無(wú)法輕易分辨出目標(biāo)是真實(shí)的還是虛假的IMD雜散。

 

圖2.多信號(hào)F1、F2和F3（每個(gè)均為60 MHz）引起二次諧波、IMD2（紅色）、IMD3（綠色）和IMD2/3組合（灰色）雜散的示例。本底噪聲（棕色）標(biāo)記為PN。

 

當(dāng)今的倍頻程以下IBW接收器（如圖2虛線框所示）僅擔(dān)心IMD3，因?yàn)槠湮挥趲?nèi)，無(wú)法濾除。它不用擔(dān)心IP2，因?yàn)镮MD2及其引起的信號(hào)處于很容易濾除的位置。使用輸入射頻濾波可以輕松將F3斬波，從而使F3–F1和F3–F2降至本底噪聲以下。與F1和F2的二次諧波非常相似，F(xiàn)1+F2 IMD2可以通過(guò)輸出濾波輕松衰減。當(dāng)然，必須考慮ADC相對(duì)于奈奎斯特折疊雜散的二階性能，但前端IMD2性能很容易處理。

 

進(jìn)入多倍頻程IBW接收器（如圖2實(shí)線框所示）后，情況開(kāi)始改變。與IMD3相比，IMD2是更大的問(wèn)題。IMD2雜散及其引起的干擾現(xiàn)已在帶內(nèi)。帶通濾波會(huì)破壞多倍頻程IBW的作用。這就是為什么可調(diào)陷波濾波盡管有其局限性，但作為前端干擾緩解措施卻越來(lái)越受到關(guān)注。它不會(huì)讓多倍頻程頻譜損失太多。

 

圖3顯示了一個(gè)示例多倍頻程寬帶數(shù)字接收器的基波多音大信號(hào)、IMD2和IMD3水平、本底噪聲以及相應(yīng)的SFDR之間的關(guān)系。該例使用ADC的實(shí)際噪聲和線性度特性，該ADC對(duì)第一奈奎斯特區(qū)進(jìn)行采樣，IBW為4 GHz（從2 GHz到6 GHz）。假定處理帶寬為469 kHz。

 

圖3.SFDR2和SFDR3反映在最大信號(hào)（基波）以下多遠(yuǎn)，您可以輕松檢測(cè)到較小信號(hào)。由于變化很大，此處的檢測(cè)閾值為零。實(shí)踐中，應(yīng)從SFDR中減去檢測(cè)閾值。

 

最佳SFDR2和SFDR3出現(xiàn)在不同的Pin工作點(diǎn)，在這些工作點(diǎn)，相應(yīng)的IMD水平與噪聲功率相交。如果假裝這是一個(gè)采用前端射頻限帶技術(shù)的倍頻程以下接收器，則SFDR3決定總體SFDR，我們可以預(yù)期最佳情況SFDR為79 dB，這非常不錯(cuò)。但是，由于電子戰(zhàn)接收器需要多倍頻程IBW，因此SFDR2決定總體SFDR。在最佳SFDR3輸入水平(Pin = –20 dBm)時(shí)，IMD2雜散使SFDR降低24 dB，導(dǎo)致SFDR為55 dB。結(jié)果很公平，但令人失望。

 

一個(gè)有用的經(jīng)驗(yàn)法則是，對(duì)于特定射頻輸出水平 = PRF,O，要獲得同等的IMD2和IMD3水平，必須滿足以下條件：

 

 

換句話說(shuō)，此條件將使SFDR2和SFDR3線在同一點(diǎn)與本底噪聲相交，因此SFDR2不會(huì)限制性能。

 

對(duì)于之前的SFDR示例情況，射頻前端向ADC饋送–20 dBm，OIP3為20 dBm。要獲得相同水平的IMD2和IMD3雜散（從而不限制性能），所需的OIP2為：

 

 

考慮到與其他特性（如頻率、帶寬、噪聲和直流功率）的平衡，目前無(wú)法獲得這樣的器件原始OIP2性能。因此，業(yè)界對(duì)新一代自適應(yīng)前端干擾緩解技術(shù)的興趣日益濃厚。

 

為了減小IMD2，接收器必須將最大輸入工作電平從–20 dBm降至–32 dBm，然后才能將SFDR2改進(jìn)到66 dB的最佳情況。在圖3中，此最佳SFDR2是IMD2跡線與本底噪聲相交的位置。遺憾的是，在Pin = –32 dBm時(shí)的最佳情況SFDR2仍比在–20 dBm時(shí)的最佳情況SFDR3差13 dB。現(xiàn)在我們已經(jīng)降低了最大工作電平，因此問(wèn)題的焦點(diǎn)轉(zhuǎn)移到噪聲功率（靈敏度）限制上，這將在以下部分進(jìn)行討論。

 

是什么決定了寬帶數(shù)字接收器的處理帶寬？

 

當(dāng)處理帶寬變窄時(shí)，電子戰(zhàn)接收器的靈敏度或噪聲功率會(huì)變得更好。但是，通常情況下需要權(quán)衡取舍：不能只將帶寬降低到任意小的值就認(rèn)為天下大吉。有哪些競(jìng)爭(zhēng)因素需要考慮？要回答這個(gè)問(wèn)題，我們需要討論抽取、快速傅立葉變換(FFT)及其關(guān)系。首先定義幾個(gè)變量：

 

 

ADI公司的高采樣速率ADC采用片內(nèi)數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)模塊，可對(duì)原始數(shù)據(jù)流進(jìn)行可配置的濾波和抽取，以將最小有效載荷發(fā)送至下游FPGA。ADI公司的相關(guān)文獻(xiàn)對(duì)此過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)討論3。抽取的明顯好處是減少了必須通過(guò)JESD204B/JESD204C傳遞給FPGA的數(shù)字有效載荷。另一個(gè)好處是，與在FPGA架構(gòu)中實(shí)現(xiàn)相同操作相比，使用本地片內(nèi)抽取專用電路（即ASIC）可以節(jié)省功耗。但是，本地片內(nèi)抽取不僅僅有益于簡(jiǎn)化數(shù)據(jù)流和節(jié)省功耗。我們會(huì)在后面談到這個(gè)問(wèn)題。

 

圖4顯示了現(xiàn)代寬帶數(shù)字轉(zhuǎn)換中使用的模塊（與本討論相關(guān)）。該流程包括對(duì)數(shù)據(jù)流進(jìn)行采樣、數(shù)字下變頻、數(shù)字濾波、抽取和快速傅立葉變換。

 

圖4.ADC數(shù)據(jù)抽取和FFT的簡(jiǎn)單框圖

 

首先，使用微調(diào)NCO將在fS處采樣的數(shù)據(jù)數(shù)字下變頻到基帶（復(fù)數(shù)I/Q）。然后，使用可編程低通數(shù)字濾波器對(duì)數(shù)據(jù)流進(jìn)行濾波。此預(yù)抽取數(shù)字濾波設(shè)置中頻帶寬，并且是設(shè)置接收器本底噪聲PN的兩個(gè)不同操作中的第一個(gè)。隨著中頻帶寬變小，并且濾波使寬帶噪聲衰減，帶內(nèi)積分噪聲功率會(huì)降低。

 

 

接下來(lái)，以M進(jìn)行抽取會(huì)將有效采樣速率降至fS/M，保留第M 個(gè)樣本，并將其間的樣本丟棄。

 

因此，下游FFT處理獲得速率為fS/M且?guī)挒閒S/2M的數(shù)據(jù)流。最后，F(xiàn)FT長(zhǎng)度N設(shè)置窗口寬度和捕獲時(shí)間，這是設(shè)置本底噪聲的第二步。

 

 

抽取和FFT對(duì)寬帶數(shù)字接收器本底噪聲的影響

 

圖5將寬帶數(shù)字接收器的處理本底噪聲(K)與ADC的噪聲譜密度(L)關(guān)聯(lián)起來(lái)，后者是ADC加性噪聲的FOM，可在數(shù)據(jù)手冊(cè)上輕松獲得。現(xiàn)有ADI文獻(xiàn)很好地解釋了處理增益、NSD、SNR和量化噪聲7。

 

圖5中最有用的關(guān)系是：

 

 

處理本底噪聲（圖5中的K）與PN相同，可以放入式1和式2中。注意，設(shè)計(jì)人員基于下一部分中討論的設(shè)計(jì)權(quán)衡和約束條件仔細(xì)選擇M和N。

 

圖5.抽取和FFT增益運(yùn)算與通常參考的噪聲水平的關(guān)系

 

盡管提高抽取系數(shù)M與減小FFT長(zhǎng)度N（圖5中的E）對(duì)降低本底噪聲（圖5中的C）具有相同的比例效應(yīng)，但必須注意二者的機(jī)制完全不同。抽取步驟涉及使用數(shù)字濾波對(duì)通道進(jìn)行限帶。由此設(shè)定的有效噪聲帶寬決定了通道中的總積分噪聲（圖5中的D）。它還設(shè)置了可檢測(cè)信號(hào)的最大瞬時(shí)頻譜帶寬。與之相比，F(xiàn)FT步驟本身并不進(jìn)行濾波，而是將通道中的整個(gè)積分噪聲擴(kuò)展到N/2個(gè)窗口中，并且決定了頻譜線分辨率。N越高，則窗口越多，每個(gè)窗口的噪聲含量就越低8。抽取增益M和FFT增益N共同定義了FFT窗口的寬度，在討論處理帶寬時(shí)常常將它們合并在一起（圖5中的F），但其值必須根據(jù)各自對(duì)信號(hào)帶寬、頻譜分辨率、靈敏度、延遲要求的微妙影響來(lái)平衡，詳見(jiàn)下一部分的討論。

 

處理帶寬和系統(tǒng)性能的權(quán)衡

 

反過(guò)來(lái)將抽取M和FFT N與高優(yōu)先級(jí)性能關(guān)聯(lián)起來(lái)：

 

延遲是檢測(cè)和處理連續(xù)頻譜捕獲的時(shí)間，必須盡可能短。許多系統(tǒng)需要近乎實(shí)時(shí)的操作，這就要求M×N盡可能小。隨著FFT大小的增加，頻譜分辨率會(huì)提高，而本底噪聲會(huì)降低，因?yàn)榉e分噪聲會(huì)分布在更多窗口上。需要權(quán)衡的是采集時(shí)間，后者很重要，計(jì)算公式如下：

 

 

當(dāng)較短時(shí)間脈沖的頻譜內(nèi)容擴(kuò)展到相對(duì)較寬的頻帶時(shí)，最小可檢測(cè)脈沖寬度(PW)設(shè)置最小容許中頻通道帶寬。如果中頻通道帶寬太窄，則信號(hào)頻譜內(nèi)容將被截?cái)啵^短時(shí)間脈沖將得不到正確檢測(cè)。設(shè)置最大容許M的最小中頻帶寬必須滿足以下條件：

 

 

頻譜分辨率和靈敏度隨著FFT窗口變窄（需要增加N）而提高。更長(zhǎng)的脈沖寬度和PRI需要更高的分辨率才能分辨出更近的頻譜線，這意味著需要更大的N才能正確檢測(cè)。N的增加會(huì)改善頻譜線分辨率，但只能在M所定義的中頻帶寬內(nèi)。如果使用過(guò)高的抽取，N的增加會(huì)改善M所設(shè)置的中頻帶寬內(nèi)的頻譜分辨率，但無(wú)法恢復(fù)丟失的信號(hào)帶寬。例如，脈沖寬度低于接收器最小脈沖寬度的脈沖序列將有一個(gè)頻域sinc函數(shù)，其主瓣超過(guò)抽取帶寬。增加N將有助于解析序列的PRF，但無(wú)助于解析脈沖寬度，該信息會(huì)丟失。唯一的解決辦法是減小抽取M，增加中頻帶寬。

 

抽取、FFT和脈沖序列檢測(cè)

 

電子戰(zhàn)寬帶數(shù)字接收器的大部分工作是解交織、識(shí)別、跟蹤同時(shí)入射的雷達(dá)脈沖序列。載波頻率、脈沖寬度和脈沖重復(fù)間隔(PRI)是雷達(dá)的標(biāo)簽，對(duì)于確定誰(shuí)是誰(shuí)至關(guān)重要。檢測(cè)方案中同時(shí)使用時(shí)域和頻域9。總體目標(biāo)是在盡可能短的持續(xù)時(shí)間內(nèi)檢測(cè)、處理和響應(yīng)脈沖序列。動(dòng)態(tài)范圍至關(guān)重要，因?yàn)殡娮討?zhàn)接收器需要同時(shí)跟蹤多個(gè)遠(yuǎn)距離目標(biāo)，并且同時(shí)受到高能干擾脈沖的轟炸。

 

脈沖序列FFT示例

 

這里給出了兩個(gè)脈沖序列示例。第一個(gè)代表脈沖多普勒雷達(dá)，其在10％的占空比時(shí)顯示出非常短的PW (100 ns)，導(dǎo)致PRF非常高。第二個(gè)模擬脈沖雷達(dá)，其PW和PRI相對(duì)較長(zhǎng)（占空比較低，PRF較低）。下面的圖像和表格說(shuō)明了抽取M和FFT長(zhǎng)度N對(duì)時(shí)間、靈敏度（本底噪聲）和頻譜分辨率的影響。表1匯總了這些參數(shù)以便于比較。虛構(gòu)的值并不代表具體的雷達(dá)，但仍有實(shí)際意義10。

 

表1.示例脈沖多普勒雷達(dá)和脈沖雷達(dá)特性的比較

 

要點(diǎn)是，M和N并沒(méi)有一個(gè)適合一切情況的值，任何具體電子戰(zhàn)接收器中的復(fù)雜檢測(cè)算法和并行通道化方案都可能采用廣泛的值。電子戰(zhàn)接收器必須能夠檢測(cè)兩個(gè)信號(hào)，可能是同時(shí)進(jìn)行（此處未顯示），這就是為什么快速、適應(yīng)性配置能力很重要的原因。動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度直接取決于必須檢測(cè)的脈沖特性。

 

示例：寬帶數(shù)字接收器檢測(cè)脈沖多普勒雷達(dá)

 

以下兩個(gè)FFT捕獲脈沖多普勒情形。

 

圖6所示的第一個(gè)FFT僅需要2個(gè)以上的脈沖周期，便能從FFT主瓣的寬度確定信號(hào)的脈沖寬度。抽取值M的設(shè)置使得中頻帶寬足夠?qū)?，能夠捕獲主瓣及一些旁瓣。響應(yīng)時(shí)間非常快?？焖夙憫?yīng)時(shí)間的不利一面是導(dǎo)致本底噪聲和頻譜分辨率較差。注意，由于缺乏頻譜分辨率，F(xiàn)FT中沒(méi)有可用的PRI信息。

 

圖6.快速捕獲脈沖多普勒雷達(dá)的典型窄脈沖寬度、高PRF脈沖序列

 

圖7中的第二個(gè)FFT顯示，因?yàn)椴蓸娱L(zhǎng)度N（和時(shí)間）增加，本底噪聲和頻譜分辨率得到了改善。M保持不變。經(jīng)過(guò)大約九個(gè)脈沖周期，頻譜分辨率提高到足以從FFT確定PRI (1/PRF)的程度。旁瓣之間可以看到本底噪聲。

 

圖7.脈沖多普勒示例使用較長(zhǎng)FFT解析譜線

 

示例：寬帶數(shù)字接收器檢測(cè)脈沖雷達(dá)

 

以下兩個(gè)FFT捕獲更寬的脈沖情形。

 

在圖8的脈沖雷達(dá)示例中，寬得多的PRI或更低的脈沖密度需要高得多的N。調(diào)整M完全取決于系統(tǒng)。如果必須在同一中頻通道中同時(shí)檢測(cè)到短脈沖和長(zhǎng)脈沖，則M的設(shè)置必須適應(yīng)短脈沖頻譜帶寬，并且不能增加。單獨(dú)考慮時(shí)，長(zhǎng)脈沖需要較低的中頻帶寬，因此可以將M設(shè)置得較高以改善通道噪聲和靈敏度。但是，所需的捕獲時(shí)間或FFT長(zhǎng)度N要長(zhǎng)得多。因此，當(dāng)系統(tǒng)獲得足夠高的N來(lái)解析長(zhǎng)脈沖時(shí)，檢測(cè)算法可能會(huì)想對(duì)短脈沖情況做出中間決策。

 

圖8.快速捕獲脈沖雷達(dá)的典型較長(zhǎng)脈沖、較低PRF脈沖序列

 

圖9中的第二個(gè)長(zhǎng)脈沖FFT示例說(shuō)明了長(zhǎng)PRI（低PRF）如何產(chǎn)生非常接近的頻譜線，這需要非常低的FFT窗口大小或分辨率帶寬。缺點(diǎn)是需要更多時(shí)間(FFT N)。好處是靈敏度更高。

 

圖9.脈沖示例使用較長(zhǎng)FFT解析譜線

 

使用級(jí)聯(lián)ADC的寬帶數(shù)字接收器射頻前端設(shè)計(jì)

 

確立了動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度目標(biāo)之后，射頻前端與數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器必須匹配。最佳射頻前端設(shè)置接收器靈敏度(NF)，并以足夠好的線性裕量執(zhí)行所需的頻譜信號(hào)調(diào)理，使得ADC性能可以設(shè)置接收器IP3和IP2。通常將前端射頻增益設(shè)置為足以建立所需級(jí)聯(lián)NF的水平，因?yàn)槌鲈撛鲆嬉话銜?huì)損害動(dòng)態(tài)范圍，應(yīng)避免這種情況。如果前端成為動(dòng)態(tài)范圍的瓶頸，ADC的能力將被浪費(fèi)，這會(huì)非?？上В?/div>