【導讀】為基于微控制器（MCU）的嵌入式設計減少物料清單（BOM）成本和尺寸是首要設計考慮因素之一。在帶有開關轉換器的8位MCU設計中實現(xiàn)這些設計目標的途徑之一，是采用高頻時鐘輸出來驅(qū)動這些開關轉換器，而不是采用傳統(tǒng)的低頻脈寬調(diào)制（PWM）輸出。這種技術可以減少開關轉換器中電感器容量大小，從而降低BOM成本和電路板空間需求。
為基于微控制器（MCU）的嵌入式設計減少物料清單（BOM）成本和尺寸是首要設計考慮因素之一。在帶有開關轉換器的8位MCU設計中實現(xiàn)這些設計目標的途徑之一，是采用高頻時鐘輸出來驅(qū)動這些開關轉換器，而不是采用傳統(tǒng)的低頻脈寬調(diào)制（PWM）輸出。這種技術可以減少開關轉換器中電感器容量大小，從而降低BOM成本和電路板空間需求。
開關轉換器通常在嵌入式系統(tǒng)中被用于有效提升或者降低電壓。這些轉換器使用電感器來存儲和傳遞能量到系統(tǒng)中的負載。電感器周期性接通以便把電能轉換進電感器的磁場。當電源被關斷時，電感器的能量被傳送到負載。這些轉換器通常由PWM信號來控制接通和斷開，并且這一信號特性能夠影響轉換器的輸出特性。
例如，下面讓我們來考慮一個升壓型轉換器，它是輸出電壓高于輸入電壓的開關轉換器。
連續(xù)模式
通常，升壓轉換器運行在“連續(xù)”模式。這意味著，轉換器中電感器存儲的能量在開關周期之間并未完全釋放（比如：電感器放電流未達到零）。用于確定連續(xù)模式升壓變換器輸出電壓的公式是相當簡單的：
其中，Vo等于輸出電壓，Vi等于輸入電壓，D等于占空比。在這種情況下，輸出電壓可以通過簡單的改變開關元件的PWM占空比來調(diào)整。然而，該模式有一點需要注意：電感器必須足夠大，以存儲在其充電和放電循環(huán)中系統(tǒng)所需的能量。這意味著開關頻率越慢，電感器充電和放電的時間越長，因此需要更大容量的電感器。當然，電感器容量越大也就越昂貴，所以一般開關轉換器設計傾向于更高的開關頻率而不是更低的開關頻率。
然而，更高開關頻率所帶來的好處也有上限。當開關頻率升高時，電路中開關元器件（通常是MOSFET）和電感器內(nèi)的損耗也會增加，因此一旦這些損耗達到限制，那么開關頻率也就達到了上限。
一些8位MCU，例如Silicon Labs的C8051和EFM8器件，有能力使用片內(nèi)可編程計數(shù)器陣列（PCA）模塊產(chǎn)生可變占空比的PWM輸出，這意味著它們能夠很好地驅(qū)動運行于連續(xù)模式下的升壓轉換器。然而，的PWM頻率通常低至95.7kHz（快內(nèi)部振蕩器通常為24.5MHz，然后被256分頻后用于8位PWM），按照開關轉換器標準來看這是相當慢的。這也意味著，通常用于控制連續(xù)模式下開關轉換器的8位MCU需要相對容量加大、且昂貴的電感器。
可用的在線計算器能夠幫助開發(fā)人員確定在連續(xù)模式下升壓轉換器所需的組件大小，例如。
例如，我們假設下面的設計需求：
Vin= 3V
Vout= 12V
Iout= 20mA
開關頻率 = 95.7kHz
為了在75%占空比下運行開關轉換器，我們需要147μH的電感器。
非連續(xù)模式
連續(xù)模式的替代模式是“非連續(xù)”模式，其中電感器電流在開關循環(huán)的放電周期中被允許完全釋放。這種方法會使輸出公式復雜化:
其中，L是電感值，Io是輸出電流，T是開關周期（開關頻率的倒數(shù)）。正如你所看到的，該公式更復雜，同時它仍然包含占空比作為依賴項，而且它引入了額外的依賴項，甚至采用固定占空比時，我們也能夠使用它生成預期的輸出。例如，所有的其他條件不變，如果我們成比例地降低T和電感器容量L，那么輸出特性將保持不變。這意味著我們可以使用任意的占空比，然后增加開關頻率以減小電感器容量大小和成本。
此外，在這種模式下PCA有一項有用的特性：頻率輸出生成。在這種模式下，能夠產(chǎn)生50%占空比的頻率輸出，在正常條件能夠達到SYSCLK的一半或者12.25MHz。由于之前提及的開關損耗的因素，開關轉換器通常不會運行于如此高的頻率，典型的運行頻率范圍在100kHz至4MHz。在更合理的3.062MHz開關頻率下（24.5MHz SYSCLK被8分頻），我們能夠重做之前的示例，這使用非連續(xù)模式，并且采用50%的固定占空比：
Vin= 3V
Vout= 12V
Iout= 20mA
開關頻率 = 3.062MHz
占空比 = 50%
這，所需要的電感器大小減小到2.04μH！在相同輸出特性條件下，這僅是連續(xù)模式下PWM示例中所需電感容量大小的1/72。
除了電感容量~2.2 μH對比~150μH之外，其他方面也具可比性：
SRN4026-151M : 150 μH,220mA: $0.18 @1000 : 4mm x 4mm
MLZ2012A2R2M: 2.2 μH,210mA: $0.058 @1000 : 2mm x 1.25mm
正如你所看到的，這一更小容量的電感導致BOM成本減少了12.2美分，或減少68%。封裝面積也減小了11.5mm2或72%。
示例電路和固件
作為概念證明，我們已經(jīng)開發(fā)了相關的電路和固件。在前面的例子中，電路的特征是靜態(tài)。只要輸入電壓為3V，負載在12V下持續(xù)消耗20mA電流，那么MCU僅需要輸出一個3.062MHz方波給開關電路，保持穩(wěn)定的輸出。如果負載在12V下的耗電流小于20mA，那么輸出電壓將連續(xù)增加直至達到平衡。由于沒有任何形式的反饋機制，如果負載變化，我們不能確定輸出電壓。
在下面的電路，電壓分壓器允許MCU去測量輸出電壓，因此形成反饋回路，這使得我們能夠在運行時調(diào)整輸出的行為。調(diào)整輸出電壓能夠通過這樣的方式：在輸出電壓太高時禁止頻率輸出，當輸出電壓太低時重新使能它。此外，一個仿真負載由R4和LED構建，并被連接到電壓輸出上：
固件針對EFM8BB1 MCU而寫，但是只要具有PCA模塊和帶窗口比較特性的模數(shù)控制器（ADC），它可以移植到任意8位MCU上。PCA配置輸出通道0到P0.1引腳，輸出頻率3.062MHz。ADC配置在P0.3引腳，采樣率300kHz，使用定時器3溢出來觸發(fā)轉換。ADC也被配置為使用窗口比較特性，僅僅當ADC采樣值落入預期的電壓范圍之外時才觸發(fā)中斷。所有配置完成后，整個反饋環(huán)路被包含在ADC中斷處理函數(shù)（ISR）中：
SI_INTERRUPT(ADC0WC_ISR, ADC0WC_IRQn)
{
uint16_t sample;
//清除窗口比較中斷標志位
ADC0CN0_ADWINT = 0;
//存儲ADC采樣值
sample = ADC0;
if (sample > MAX_COUNTS)
{
//禁止PWM
P0MDOUT &=~P0MDOUT_B1__BMASK;
//設置LT值，清除GT值
ADC0LT = MIN_COUNTS;
ADC0GT = 0xFFFF;
}
else if (sample {
//使能PWM
P0MDOUT |=P0MDOUT_B1__PUSH_PULL;
//設置GT值，清除LT值
ADC0LT = 0;
ADC0GT = MAX_COUNTS;
}
}
如果ADC測量值大于ADC0GT值或者小于ADC0LT值，那么中斷被觸發(fā)。如果測量值在這個范圍內(nèi)，那么不會發(fā)生任何事情。一旦進入ISR，如果測量值超過了預期的值，那么頻率輸出被禁止。如果它小于預期值，那么頻率輸出被重新使能。通過把端口配置為開漏模式輸出而被有效禁止，因此引腳被電阻器R1拉低，進而關閉MOSFET Q1。
ADC代碼中定義的MAX_COUNTS代表9.5V，MIN_COUNTS代表8.5V。這有效的限制輸出電壓在8.5-9.5V。
下面示波器圖像顯示了采用該代碼的電路輸出信號。
通道1是輸出電壓。通道2是施加到電路BOOST引腳的頻率輸出。正如你所看到的，當電壓低于8.5V時，固件激活頻率輸出；當電壓大于9.5V時，頻率輸出被禁止。
在實踐中，使用窗口比較模式的ADC需要極少的CPU開銷。在我們的測量電路中，CPU在ISR中大約僅有12 μs的活躍時間，每8.9ms兩次。總的CPU開銷大約是0.14%。減小輸出電容導致需要更高頻率更新，即輸出電壓需要更少時間充電到限值，少時間放電到限值。
下面是BOOST引腳連接到MCU的電路：
下面是BOOST引腳斷開時的電路：
在這種情況下，輸出電壓會下降至Vin，這時不能達到點亮LED所需的要求。
總結
開關轉換器通常被用于嵌入式應用中，去有效轉換電壓到其他值。這些開關轉換器經(jīng)常通過帶有可變占空比的PWM信號去控制轉換器的輸出特性。然而，對于大多數(shù)MCU來說，生成可變占空比PWM信號的能力被限制在相對的低頻率，因此需要使用更大的電感器。作為替代，高頻、固定占空比的時鐘頻率輸出能夠顯著降低電感器容量大小，減少BOM成本和電路板空間需求。
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