【導讀】傳統(tǒng)的AC-PDP電源一般采用兩級方案,即PFC級+DC/DC變換的電路拓撲結(jié)構(gòu)。它們分別有各自的開關(guān)器件和控制電路。盡管其能夠獲得很好的性能,但其體積過大,成本太高,電路比較復雜。因此,對其進行小型化改造也成了AC-PDP技術(shù)研究的一個方向。
由于AC-PDP驅(qū)動控制電路的復雜性,導致了其開關(guān)電源的復雜性。分析可知,不管從傳輸能量角度還是從所占體積的角度,PFC模塊和掃描驅(qū)動電極DC/DC變換模塊都占有相當大的比例。因此,對這兩部分的改造就成為AC-PDP開關(guān)電源小型化改造的一個切入點。本文根據(jù)單級功率因數(shù)校正的工作原理,提出了一種AC-PDP電極驅(qū)動電源模塊改進方案。
單級PFC維持電極電源模塊的拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理
本文采用的單級功率因數(shù)校正變換器電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。單相交流電經(jīng)全波整流后,通過串聯(lián)兩個感性ICS(Input-current shaping)接到雙管反激的DC/DC變換單元。
圖1:主電路拓撲結(jié)構(gòu)
圖中的兩個ICS單元完全相同,即LB1=LB2,LD1=LD2,N1p=N1n。采用這種雙ICS的單元結(jié)構(gòu)是為了減小儲能電容器上的電壓以及流過開關(guān)管的電流。
下面通過開關(guān)管的動作過程分析整個電路的工作原理以及工作過程。
1)S1和S2導通期間
其簡化電路如圖2(a)所示。開關(guān)管導通,儲能電容經(jīng)圖2(a)中右邊回路釋放電能,反激變換器TR開始儲能,iDC由零開始上升。線圈N1p及N1n分別感應(yīng)產(chǎn)生左負右正和左正右負的電壓,D1n和D1p開始導通,D2n和D2p截止。Vin經(jīng)圖2(a)中左邊的回路給儲能電容CB1及CB2充電,iin開始上升,電感LB1,LB2,LD1,LD2充電。
(a)開關(guān)管導通時的電路圖
(b)開關(guān)管截止時的電路圖
圖2:開關(guān)管通斷時的簡化電路
因為VLB1=VLB2,VLD1=VLD2,為了分析方便,令
VLB=VLB1+VLB2=2VLB1VLD=VLD1+VLD2=2VLD1
在右邊的回路中,根據(jù)基爾霍夫定律有
式中:Vin為全波整流后的輸出電壓,即Vin=Vs|sinωt|;
VB=VB1+VB2;
N1為繞組N1n及N1p的匝數(shù);
Np為反激變換器原邊主繞組的匝數(shù)。
又因為
2)S1和S2截止期間
簡化電路圖如圖2(b)所示。此時iDC等于零,反激變換器給負載供電。線圈N1P及N1n分別感應(yīng)產(chǎn)生左正右負和左負右正的電壓,D1n及D1p反向截止,D2n及D2p續(xù)流導通。根據(jù)基爾霍夫定律有
從上面的分析可知,當gongshi4時,D1n,D1p,D2n,D2p全部截止,電流iin為零,電感LB1及LB2中沒有電流流過,即回路電流iin存在一個死區(qū)θ(dead angle),是不連續(xù)的。也就是說,在半個工頻周期內(nèi),只有一部分時間電感LB的電流連續(xù)工作,iLB在半個工頻周期內(nèi)的波形如圖3所示。
由圖3可以看出,當輸入電壓為交流正弦波時,其輸入電流為一含有高頻紋波的近似正弦波。兩者相位基本相同,提高了輸入端的功率因數(shù)。
圖3:輸入電壓電流波形圖
試驗結(jié)果
根據(jù)4電極42英寸(107cm)彩色PDP驅(qū)動電路的要求,設(shè)計驅(qū)動電源模塊的參數(shù)為:
輸入電壓 AC170~250V;
輸出電壓 DC200~240V;
輸出電流 1A。
實驗電路采用UC3845作為開關(guān)管的控制芯片,開關(guān)的工作頻率為80kHz。DC/DC變換部分采用雙管反激電路。
實驗測得,當輸入電壓為AC220V,50Hz,輸出功率為240W(240V/1A)時,系統(tǒng)的功率因數(shù)為0.786。轉(zhuǎn)換效率為72.5%。此時得到輸入端的電壓電流波形如圖4所示。
圖4:輸入電壓及電流波形
通過比較可知,在輸出功率相同的情況下,單級功率因數(shù)校正電路在功率因數(shù)校正能力和電源的轉(zhuǎn)換效率等方面,相對于兩級功率因數(shù)校正電路而言,相對要差一些。但隨著研究的深入,新的單級PFC拓撲結(jié)構(gòu)和控制方案將不斷地被提出,單級PFC電路的性能也將逐步地得以完善。而單級功率因數(shù)校正電路體積小、電路簡單的特點使其成為AC-PDP開關(guān)電源小型化改造的一個首選方案。