中心議題：

• 軟開關(guān)法
• BC²能量恢復(fù)電路
• 450W功率因數(shù)校正器的BC²電路設(shè)計(jì)

本文論述一個(gè)新穎的簡單的適用于各種類型硬開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器的電能回收電路，這個(gè)電路只需使用幾個(gè)元器件：一個(gè)微型線圈、兩個(gè)耦合輔助線圈和兩個(gè)優(yōu)化的PN二極管。而且，這個(gè)電路完全兼容任何一種PWM控制器。我們在這里論述這個(gè)成本最低且能效更高的獨(dú)特的電能回收電路的基本設(shè)計(jì)方法。為了突出這個(gè)拓?fù)涞暮锰?，我們在一個(gè)90-264 VRMS的通用系列450W硬開關(guān)式功率因數(shù)校正器內(nèi)，把這個(gè)電路與8 A 碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了比較；為了更全面客觀的比較，我們使用了幾個(gè)開關(guān)頻率(72 kHz、140 kHz和200 kHz)。比較結(jié)果顯示，新電路的能效高于碳化硅肖特基二極管。

1.前言

最大限度地降低功率損耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高能效開關(guān)電源面臨的主要挑戰(zhàn)。開關(guān)電源的設(shè)計(jì)目標(biāo)是降低功率的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗。

不顯著影響成本和功率密度而達(dá)到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因?yàn)閷?shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo)需要更多的材料，例如，晶片和銅線面積。與通態(tài)損耗不同，降低功率開關(guān)損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。降低功率開關(guān)損耗有兩個(gè)主要方法：改進(jìn)半導(dǎo)體技術(shù)的動(dòng)態(tài)特性或電路拓?fù)洹?br />
采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關(guān)損耗。然而，這些新產(chǎn)品的能效成本比并不適用于大眾市場，如臺(tái)式機(jī)電腦和服務(wù)器電源。

本文重點(diǎn)論述的電路采用軟開關(guān)法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管。

1.1. 二極管導(dǎo)通損耗
從200 W到2000W之間的大眾市場電源通常需要一個(gè)連續(xù)導(dǎo)通（CCM）的功率因數(shù)校正器（PFC）。要想提高功率轉(zhuǎn)換器的功率密度，就應(yīng)該提高開關(guān)頻率。然而，功率因數(shù)校正器的主要開關(guān)損耗是功率開關(guān)/整流器換向單元的損耗，提高開關(guān)頻率意味著更高的損耗。因?yàn)镻N二極管產(chǎn)生的電壓電流交叉區(qū)損耗和反向恢復(fù)損耗，如圖1所示，所以，主要功率損耗發(fā)生在功率開關(guān)的導(dǎo)通階段。

圖1：導(dǎo)通損耗與二極管類型和電流軟開關(guān)法對比

為降低PN二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導(dǎo)體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術(shù)的高壓肖特基二極管。盡管半導(dǎo)體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū)，如圖1.2所示的。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率，而二極管的反向恢復(fù)電流沒有提高。因此，開關(guān)時(shí)間變小，導(dǎo)通功率損耗也隨著變小，但是不能徹底消失。今天，為遵守EMI電磁干擾防護(hù)標(biāo)準(zhǔn)，在功率因數(shù)校正器設(shè)計(jì)內(nèi)，碳化硅二極管導(dǎo)通dI/dt最大值約1000 A/µs，而傳統(tǒng)的PN二極管的dI/dt值為 300 A/µs。

1.2.軟導(dǎo)通法
另一種降低導(dǎo)通損耗的方法是使用一個(gè)軟開關(guān)法，增加一個(gè)小線圈L來控制dI/dt斜率。該解決方案消除了在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流/電流交叉區(qū)和PN二極管反向恢復(fù)電流效應(yīng)，如圖1.3所示。電流軟開關(guān)解決方案不是新技術(shù)，但是必須達(dá)到相關(guān)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)：

1.在每個(gè)開關(guān)周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）。
2.無損恢復(fù)線圈貯存的感應(yīng)能量。
3.抑制半導(dǎo)體器件上的任何過壓和過流應(yīng)力。
4.當(dāng)增加任何器件時(shí)保持成本不增加。
5.保持相似的功率密度。

很多電路都可以分為兩大類：有源恢復(fù)電路和無源恢復(fù)電路。

1.3.有源恢復(fù)電路
在有源恢復(fù)電路中，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路[3]是設(shè)計(jì)人員非常熟悉的電路，如圖2所示。 這種電路可以根除導(dǎo)通功率損耗和關(guān)斷功率損耗。

圖2：ZVT：有源恢復(fù)電路[page]

從理論上講，因?yàn)樗械拈_關(guān)損耗都被消除，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)是功率因數(shù)校正（PFC）應(yīng)用最理想的拓?fù)?。此外，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作。然而，在實(shí)際應(yīng)用中，升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流對零壓轉(zhuǎn)換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因?yàn)樾【€圈L上的重置電流，D2 的反向恢復(fù)電流包含高應(yīng)力電壓和寄生阻尼振蕩。最后，PN二極管的動(dòng)態(tài)特性影響零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路的總體能效，因?yàn)檫@個(gè)晶體管的導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)該增加，而且為降低半導(dǎo)體器件遭受的電應(yīng)力，必須增加一個(gè)有損緩沖器。

從成本上看，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路需要增加一個(gè)功率MOSFET開關(guān)管和一個(gè)專用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路，但是仍然無法克服上述技術(shù)難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應(yīng)用。因此，無源恢復(fù)電路更有吸引力。

1.4.無源恢復(fù)電路
圖3所示電路是一個(gè)很好的無源恢復(fù)電路示例；只需另增兩個(gè)二極管和一個(gè)諧振電容。 

圖3：無源恢復(fù)電路

當(dāng)外部條件不變時(shí)，這個(gè)電路工作良好。不過，在功率因數(shù)校正應(yīng)用中設(shè)計(jì)這種電路難度很大，這是因?yàn)樾【€圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復(fù)電流和外部電氣條件的限制。

盡管無損無源電路只需很少的元器件，不幸地是因?yàn)榧夹g(shù)原因，這種電路在功率因數(shù)校正應(yīng)用中不可行。這個(gè)示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知，但是在不影響前文提到的五大標(biāo)準(zhǔn)的前提下，通過使用電流緩沖法恢復(fù)小線圈L的能量是目前無法克服的技術(shù)挑戰(zhàn)。

2.BC²：能量恢復(fù)電路

這個(gè)創(chuàng)新的電路是按照軟開關(guān)標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)的，如圖4所示，為恢復(fù)小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB 附近新增兩個(gè)二極管 D1和D2 和兩個(gè)輔助線圈NS1和NS2 。

圖4:新型能量恢復(fù)電路:BC²

2.1.概念描述
當(dāng)晶體管導(dǎo)通時(shí)，線圈NS1 在主升壓線圈內(nèi)恢復(fù)升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流IRM 。因?yàn)榻涣鬏斎腚妷赫{(diào)制LB 電壓，所以它也調(diào)制NS1上的反射電壓。此外，這個(gè)輸入電壓還調(diào)制升壓二極管電流IDB及其相關(guān)的反向恢復(fù)電流IRM。這些綜合調(diào)制過程讓流經(jīng)小線圈L的額外的反向恢復(fù)電流 IRM 在線圈NS1 內(nèi)重置，即便在最惡劣的情況下也是如此。當(dāng)晶體管關(guān)斷時(shí)，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數(shù)關(guān)系，當(dāng)交流線處于低壓時(shí)，反射電壓達(dá)到最大值，與小線圈L的最大電流值對應(yīng)。這些綜合變化使流經(jīng)小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內(nèi)，即便在最惡劣的情況下也是如此。當(dāng)dI/dt 斜率(大約10 A/µs)較低時(shí)，例如，在開關(guān)轉(zhuǎn)換器的斷續(xù)模式下，這兩個(gè)附加線圈NS1和NS2 用于關(guān)斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復(fù)電流不會(huì)影響電路特性。我們可以說，這個(gè)概念“在電路內(nèi)回收電流”，因此稱之為BC²。

2.2. 相位時(shí)序描述
變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。

相位[ t0前] 
在t0前，BC²電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的特性相同。升壓二極管DB 導(dǎo)通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量。

相位 [t0, t1]
在t0時(shí)，功率MOSFET導(dǎo)通，DB 的電流等于I0。在t0+時(shí)，電流軟開關(guān)啟動(dòng)，即在零電流時(shí)，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關(guān)損耗。在t0后，流經(jīng)小線圈L的電流線性升高，達(dá)到輸入電流I0和二極管反向恢復(fù)電流IRM的總合為止，而流經(jīng)DB 的電流線性降至-IRM。

圖5 真實(shí)地描述了這些電流的變化，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達(dá)式：

此外，在t0 +時(shí)，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導(dǎo)通電阻RDS(on)。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因?yàn)閂NS2反射電壓是從VOUT抽取的，這個(gè)特性讓BC² 電路具有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，在低輸出負(fù)荷時(shí)，可以節(jié)省電能，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：

因此，BC² 還降低了關(guān)斷損耗。[page]
相位[t1, t2]
在t1+時(shí)，升壓二極管DB 關(guān)斷，過流IRM被貯存小線圈內(nèi)，過流使DB 結(jié)電容線性放電。同時(shí)，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D1 二極管導(dǎo)通為止。與此同時(shí)，過流IRM 被變壓比m1降低，然后被發(fā)射到主線圈內(nèi)。

圖5：每相的等效時(shí)序

圖6：每相的等效電路

因此，流經(jīng)NS1的電流有助于給內(nèi)部線圈LB放電，同時(shí)交流電源電壓給線圈Np 施加偏壓。因?yàn)楦鶕?jù)下面公式計(jì)算的反射電壓VNS1的原因，流經(jīng)D1 的電流IRM 降至0 A。

為保證斷續(xù)模式下的軟開關(guān)操作，流經(jīng)D1的電流在t3前達(dá)到0 A。因?yàn)楫?dāng)正弦周期內(nèi)的Vmains電壓達(dá)到最高值時(shí)，IRM電流達(dá)到最高值，所以tD1_ON 時(shí)間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用/此外，為消除二極管D1 的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因?yàn)榉瓷潆妷篤NS1低的原因，必須使dI/dt_D1 總是保持低斜率，通過下面公式計(jì)算dI/dt_D1：

不幸地是，在這個(gè)相位期間，升壓二極管DB被施加一個(gè)高反向電壓：

這個(gè)特性要求這種應(yīng)用增加一個(gè)二極管，為此，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)優(yōu)化的二極管，使IRM 電流值與擊穿電壓達(dá)到精確平衡。

相位[t2, t3]
在t2時(shí)，D1二極管的電流達(dá)到0 A，BC²變成一個(gè)傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器。當(dāng)功率晶體管保持通態(tài)時(shí)，在t3點(diǎn)，主LB 線圈內(nèi)和小L線圈內(nèi)的電流上升到I1。

相位 [t3, t4]
在t3時(shí)，功率晶體管關(guān)斷。這時(shí)，COSS電容電壓被小線圈L內(nèi)貯存的電流線性充電，直到二極管D2導(dǎo)通為止；在關(guān)斷期間，功率開關(guān)上沒有過壓應(yīng)力。[page]
同時(shí)，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到DB 二極管導(dǎo)通為止。一旦所有的二極管一起導(dǎo)通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因?yàn)镹S2的反射電壓的原因，D2 的電流從I1開始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反，在t4時(shí)，DB 的電流升到標(biāo)稱值。 

這種配流有利于BC²電路。事實(shí)上，在交流電壓較低的功率因數(shù)校正應(yīng)用（例如90 VRMS）中，最高增強(qiáng)電流是在二極管DB 和D1之間機(jī)械分配。因此，整流階段的導(dǎo)通損耗得到改進(jìn)。下面是反射電壓VNS2 和D2 導(dǎo)通時(shí)間的計(jì)算公式：

tD2_ON時(shí)間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用，因?yàn)閂mains 電壓最低時(shí)，I1 電流最大。因此，即變在惡劣的條件下，例如，最低Vmains電壓下的高輸出負(fù)載電流，BC²電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外，為消除二極管D2 的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因?yàn)榉瓷潆妷篤NS2低的原因，必須使dI/dt_D2 總是保持低斜率，通過下面公式計(jì)算dI/dt_D2: 

相位 [t4, t5]
在t4時(shí)，D2二極管的電流達(dá)到0 A，BC²變成一個(gè)傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器，只有升壓二極管DB 導(dǎo)通。因?yàn)镹S2上的反射電壓的原因，功率開關(guān)管的電壓低于 Vout。因此，COSS電容在體電容內(nèi)放電。在t0時(shí)，晶體管導(dǎo)通，節(jié)能電能。

2.3. BC²電路上的電壓應(yīng)力
表1列出了每個(gè)相位對應(yīng)的最大電壓。

表1:BC²上的最大反向電壓

BC²電路需要使用一個(gè)擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復(fù)電流，以防功率晶體管在[t1-t2]相位遭受較高的電流。

2.4.  計(jì)算m2 和m1 變壓比
為在[t1-t2]和[t3-t4]時(shí)序期間符合斷續(xù)模式，圖5所示的時(shí)間參數(shù)td1和td2應(yīng)總是正值。根據(jù)典型連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）功率因數(shù)校正規(guī)則和tD1_ON 和tD2_ON 表達(dá)式，確定變壓比條件m1 和 m2 不是難事。

其中PIN 是功率因數(shù)校正器的輸入功率，F(xiàn)s是開關(guān)頻率；VmainsRMS 是RMS電壓最大值；IRMmax是在導(dǎo)通dI/dt和最高工作結(jié)溫條件下的反向恢復(fù)電流最大值。

2.5.小線圈L的電感計(jì)算 
小線圈L的額定電感有幾種計(jì)算方式。例如，導(dǎo)通dI/dt的額定值可能是50 A/µs；然后，根據(jù)二極管DB的IRM值計(jì)算變壓比m2和m1。不過，要想滿足設(shè)計(jì)規(guī)則，DB的反向電壓VRDB_reverse不得超過VRRM的75%，75% x 650 = 487 V；如果VRDB_reverse高于 487 V，就應(yīng)該降低小線圈L的電感值；因此，也應(yīng)該提高小線圈L的dI/dt值和DB二極管的 IRM 值。因此，使VRDB_reverse低于 487 V，必須重新計(jì)算m1和m2 變壓比。但是這種計(jì)算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個(gè)良好的方法最終應(yīng)使小線圈的尺寸最小化。意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)考慮以下所有參數(shù)的軟件工具：DB二極管的IRM 與電流斜率dI/dt和結(jié)溫TJ對比、線圈L電感公差、導(dǎo)通功率損耗。這個(gè)軟件工具的研發(fā)目的是幫助設(shè)計(jì)人員根據(jù)應(yīng)用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個(gè)采用BC²概念的功率因數(shù)校正應(yīng)用示例。

表2：用于不同類型功率因數(shù)校正器的L線圈的電感和尺寸[page]

3  450W功率因數(shù)校正器的BC²電路設(shè)計(jì)

為展示BC²電路的優(yōu)點(diǎn)，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)90- 264 VmainsRMS 的通用系列450 W功率因數(shù)校正器，該系列產(chǎn)品采用硬開關(guān)模式和一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)均流式 PWM控制器。我們從導(dǎo)通特性、能效和熱測量三個(gè)方面對BC2電路與8A碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了對比。

3.1.BC²設(shè)計(jì)
在評估BC²電路時(shí)我們使用了專用二極管，DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060，如圖4所示。軟件給出了小線圈L的電感、變壓比m1和m2 與開關(guān)頻率的對比值，如表3所示。

表3：NS1、NS2 和L與Fs對比值

3.2.BC²電路的典型波形
圖7 所示是200 kHz功率因數(shù)校正器的典型BC²波形。每次功率MOSFET導(dǎo)通時(shí)，就會(huì)發(fā)生一次電流軟開關(guān)操作。這條曲線突出表明D1 和D2 二極管總是處于斷續(xù)模式；D1 恢復(fù)DB的IRM電流；而D2 通過功率因數(shù)校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流。如前文所述，在[t0-t1]和[t4-t5]相位，一旦D2 關(guān)斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關(guān)斷損耗被消除。

圖7：Fs = 200 kHz時(shí)的典型 BC² 波形

3.3. 能效比較
我們在兩個(gè)Vmains電壓和140 kHz開關(guān)頻率條件對BC²和SiC二極管進(jìn)行了能效比較，如圖8 (230 VRMS) 和圖9 (90 VRMS)所示。當(dāng)電源電壓230 VRMS時(shí)，在全負(fù)載條件下，BC²電路比8A碳化硅整流管省電2.25 W，在100W時(shí)省電1 W。

在低負(fù)載條件下，如[t0-t1]相位所述，因?yàn)锽C²關(guān)斷損耗比碳化硅二極管低，NS2 產(chǎn)生的反射電壓仍能提高BC²的能效。

一旦功率因數(shù)校正器進(jìn)入斷續(xù)模式(<100 W)，碳化硅二極管與BC²電路的能效相同，如圖8所示。

圖8：在230 VRMS時(shí)的能效對比 [page]

在90 VRMS電壓時(shí)，軟開關(guān)法的優(yōu)點(diǎn)加上COSS 放電節(jié)省的電能好處進(jìn)一步加強(qiáng)了BC²電路的優(yōu)點(diǎn)。在450W輸出功率時(shí)，BC²比碳化硅二極管省電5.4 W，在低負(fù)載下，因?yàn)闊o關(guān)斷損耗，BC²比碳化硅二極管省電1.7%。

圖9：在90 VRMS時(shí)的能效對比

圖10 突出了BC²電路軟開關(guān)法和COSS 放電省電的優(yōu)勢，特別是在低負(fù)載下這種優(yōu)勢更加明顯。

圖10：在VmainsRMS = 90 V時(shí)，450 W功率因數(shù)校正器的三個(gè)不同的輸出功率和三個(gè)開關(guān)頻率的能效對比

3.4.熱測量
電流軟開關(guān)法能夠降低開關(guān)晶體管的功率損耗，圖11所示是在一個(gè)功率因數(shù)校正應(yīng)用中，BC²解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產(chǎn)生的溫度差(18 °C)。

如果功率MOSFET晶體管的工作結(jié)溫相同，(Tj(avg))BC²解決方案可以讓散熱器變得更小。這樣，節(jié)省的空間抵消了BC²電路的小線圈L所占的空間。因此，BC²電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。

雖然采用熱優(yōu)化技術(shù)，但是，當(dāng)功率MOSFET的RDS(on)導(dǎo)致結(jié)溫Tj(avg) 上升到 90 °C時(shí)，采用BC²的解決方案的能效略有降低，不過BC²概念的能效還是高于碳化硅二極管。因此，在圖11和圖9所示的90 VRMS能效比較中，應(yīng)該從Pout x [1/(SiC_efficiency) – 1/(BC²_ efficiency)]= 5.4 W的省電數(shù)值中扣除 0.75 W。

總之，BC²電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。

圖11：溫度測比較

另一種優(yōu)化BC²概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積，獲得與碳化硅二極管相同的能效。

在圖11所給的示例中，至少可以去除一個(gè)功率 MOSFET開關(guān)管。這樣，隨著導(dǎo)通電阻RDS(on) 增加，開關(guān)管的功率損耗不必再乘以2。實(shí)際上，整體功率損耗降低的另一個(gè)原因是MOSFET等效電容COSS 也被削減一半。

在圖11的示例中，一個(gè)導(dǎo)通電阻RDS(on)小于0.46Ω的、輸出功率450 W的功率MOSFET與一個(gè)碳化硅二極管和兩個(gè)并聯(lián)功率MOSFET的結(jié)構(gòu)的能效相同。
[page]
3.5.BC²設(shè)計(jì)工具
意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)軟件工具，能夠幫助設(shè)計(jì)人員根據(jù)電源規(guī)格快速確定BC²拓?fù)涞囊?guī)格。

圖12：BC²設(shè)計(jì)工具

該軟件設(shè)計(jì)工具可以提供微型線圈和主功率因數(shù)校正器的輔助線圈的參數(shù)、二極管選型和功率MOSFET的RDS(on)。還可算出每個(gè)組件的功率損耗，并與使用一個(gè)碳化硅二極管的功率因數(shù)校正器對比。

4.結(jié)論

BC²電路使用一個(gè)軟開關(guān)法，通過一個(gè)獨(dú)特的無損恢復(fù)電路幫助電源設(shè)計(jì)人員實(shí)現(xiàn)最高能效目標(biāo)。

此外，把BC²概念用于大眾市場和高端功率因數(shù)校正器是設(shè)計(jì)人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標(biāo)準(zhǔn)的理想選擇，例如，在電源額定功率20%、50%和100%負(fù)載下能效高于80%的銅牌、銀牌和金牌80 Plus能效標(biāo)準(zhǔn)。

此外，BC2及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉(zhuǎn)換器，這兩種器件是太陽能逆變器或計(jì)算機(jī)和電信設(shè)備的開關(guān)電源（SMPS）的常用功率器件。