中心議題：

• 探究改造低頻ISM發(fā)送器使其支持高頻應用

解決方案：

• 采用434MHz匹配網(wǎng)絡拓撲
• 采用具有更低相位噪聲的設計

引言

低頻（300MHz至450MHz） ISM RF發(fā)送器已廣泛用于歐洲434MHz市場，這也是美國260MHz至470MHz頻段的重要頻點。本文介紹了如何使用現(xiàn)有的低頻段RF IC構建868MHz發(fā)送器，以支持歐洲868MHz至870MHz免授權頻段應用。

本文重點討論了一系列測試，分析采用一個或多個設計用于300MHz至450MHz ISM頻段的RF發(fā)送器在868MHz頻率下所能提供的發(fā)射功率。

理論挑戰(zhàn)

對于大多數(shù)低頻ISM發(fā)射器，其開關功率放大器（PA）產生的二次諧波僅比基波頻率低3dB.如果允許犧牲部分效率和功率性能，是否可以采用設計用于434MHz的IC來構建868MHz ASK發(fā)送器呢？由于相位噪聲密度僅僅滿足歐洲電信標準協(xié)會（ETSI）對于歐洲434MHz免授權波段的帶外輻射標準要求，該相位噪聲密度無法滿足868MHz頻段更為嚴格的要求。但這并不意味著設計868MHz ASK發(fā)送器沒有任何價值。一些用戶可能只需要很低的發(fā)射功率，或者只需對低頻段IC的振蕩器進行一些修改，并不需要進行全新的設計。

開關功率放大器的RF頻譜

大多數(shù)低頻ISM RF發(fā)送器中，開關功率放大器會產生占空比為0.25的周期脈沖，該脈沖序列的周期即為載波周期。理論上，脈沖序列的頻譜是一組位于載頻整數(shù)倍頻點、以均勻間隔排列的譜線。每條譜線的幅度由函數(shù)sinc （sinx/x）加權，其中在4倍載頻的整數(shù)倍頻點處，幅度為零。圖1給出了434MHz載波頻譜的前六次諧波。868MHz分量（二次諧波）僅比基頻434MHz低3dB.事實上，電路中的開關放大器只是驅動一個調諧電路，而電路特性主要取決于對基頻諧波的抑制能力。如果調諧電路具有相對較寬的頻帶，那么它在868MHz處的輻射功率與基頻功率的差值就會小于3dB.

圖1. 434MHz頻點處，25%占空比RF脈沖的基波與諧波理論功率

將MAX7044EVKIT的諧波濾波器去掉，同時將偏置電感更改為62nH （這個值與2pF至2.5pF的寄生電容產生諧振），可以在此評估板上驗證3dB的差異。由L-C組成的諧振電路具有較寬的頻帶。因此，當功率放大器輸出直接連接到50Ω負載時，不會大幅衰減868MHz處的諧波。圖2所示為頻譜分析儀在434MHz和868MHz頻點的顯示結果。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB,這說明諧振電路衰減了0.5dB.

下一步是修改匹配網(wǎng)絡以增強868MHz二次諧波，并衰減434MHz基頻。

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修改天線匹配電路以支持868MHz系統(tǒng)

434MHz匹配網(wǎng)絡拓撲

利用已有的434MHz頻段拓撲結構對MAX7044EVKIT進行修改，使其支持868MHz頻點應用。所有ISM RF發(fā)送器評估板的匹配網(wǎng)絡在300MHz至450MHz頻段具有相同的拓撲結構，如圖3所示。圖中器件標號與MAX7044EVKIT評估板標示相同。

圖3. MAX7044EVKIT的匹配網(wǎng)絡和器件標號

采用這種拓撲結構時，有多種方法可以將電路匹配至50Ω負載。最直接的方法是將C2-L3-C6的π型網(wǎng)絡配置為50Ω低通濾波器來抑制諧波。然后，使用C1-L1組成的"L"型窄帶阻抗變換網(wǎng)絡將50Ω變換到高阻。除了280MHz至450MHz、可編程發(fā)送器MAX7044和MAX7060外，所有Maxim ISM RF低頻段發(fā)送器在驅動125Ω至250Ω負載時的功效是最高的。MAX7044在低頻驅動50Ω至60Ω負載時具有最高發(fā)射功率（2.7V供電時為13dBm）。增大發(fā)送器功率放大器輸出端的阻抗，可以降低發(fā)射功率和供電電流。正常工作在低頻時，選擇電感和電容用于匹配功率放大器在設計頻率下要求的阻抗。對于MAX7044EVKIT,LC網(wǎng)絡在433.92MHz時能夠很好地匹配在50Ω負載。

以下實驗的目的是改變433.92MHz評估板的匹配網(wǎng)絡（使其在868MHz下能夠很好地匹配），同時降低其在434MHz頻點的發(fā)射功率。

功率放大器輸出電路調諧至868MHz

設計868MHz頻率下的匹配電路，第一步是嘗試可行的、最簡單的匹配方案，即功率放大器輸出端連接至50Ω電阻的868MHz諧振電路。這種方式用于產生圖1中的基線頻譜。然而，這種情況下，偏置電感與功率放大器引腳的寄生電容諧振工作在868MHz （而不是434MHz）。如配置為圖4所示原理圖，MAX7044EVKIT功率放大器偏置電感需由62nH （434MHz諧振電路）改為16nH （868MHz諧振電路）。另外，移除π型網(wǎng)絡中的并聯(lián)電容，將串聯(lián)電感替換為0Ω電阻。最后，將π型網(wǎng)絡與偏置電感之間的串聯(lián)電容C1改為47pF,作為868MHz的隔直電容。

下面列出了434MHz基頻及前4次諧波的功率測量值。圖5給出了434MHz和868MHz處的頻譜分量，頻率值四舍五入至最接近的1MHz內。

VDD = 2.7V,I = 16.83mA,IPLL = 2.06mA,IPA = I –IPLL = 14.77mA

P（434MHz） = +9.0dBm

P（868MHz） = +8.65dBm

P（1302MHz） = +4.5dBm

P（1736MHz） = -3.0dBm

功率放大器總效率（全部四個頻點的功率/（VDD × IPA）） = 46.6%

868MHz頻點處功率放大器的效率 = 18.4%.

由于868MHz諧振電路的帶寬比434MHz諧振電路的帶寬窄（寄生電容相同，因而電感為原來的四分之一），這樣能夠充分抑制434MHz處的基頻，使得基頻和二次諧波的功率大小幾乎相等。諧振電路的這種簡單修改將868MHz與434MHz處的功率比改善了將近3dB.

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868MHz頻點下的高通匹配

接下來，將低通π型網(wǎng)絡改為高通網(wǎng)絡，進一步衰減434MHz分量。16nH功率放大器偏置電感和串聯(lián)電容（47pF）保持不變，π型網(wǎng)絡（通常用作低通濾波器，抑制高次諧波）更改為簡單的高通L型網(wǎng)絡，從而將天線連接器處的50Ω阻抗轉換為功率放大器輸出端的200Ω。在此選用更為簡單的L型網(wǎng)絡替代完整的π型網(wǎng)絡，可以最大程度地減少對元件的改動，保證可行性。由于采用L型網(wǎng)絡后功率放大器輸出端的等效阻抗為200Ω （而不是50Ω），其發(fā)射功率的電流損耗低于50Ω負載時的電流。

圖6. 高通L型阻抗轉換網(wǎng)絡

下面列出了434MHz處基頻及前4次諧波的功率測量值。圖7給出了434MHz和868MHz處頻譜分量，頻率值四舍五入至最接近的1MHz內。

VDD = 2.7V,IDC = 18.1mA,IPLL = 2.06mA,IPA = IDC – IPLL = 16.04mA

P（434MHz） = +2.5dBm

P（868MHz） = +11.2dBm

P（1302MHz） = +4.0dBm

P（1736MHz） = -3.2dBm

總效率（全部四個頻點） = 41.5%

868MHz頻點處的效率 = 30.4%.

高通L型匹配網(wǎng)絡進一步衰減了434MHz分量，將868MHz分量的效率大幅提升至30.5%.這意味著對現(xiàn)有匹配網(wǎng)絡做少許改動，即可使868MHz信號在50Ω天線處產生大于10dBm的發(fā)射功率。

匹配網(wǎng)絡簡單改動的總結

減小MAX7044EVKIT的偏置電感值，與IC和電路板電容共同構成868MHz諧振電路。這樣使得434MHz和868MHz頻點處的功率大小相同。采用簡單的高通L型匹配網(wǎng)絡替換諧波濾波器，將868MHz與434MHz的功率比提升9dB,使得868MHz成為主發(fā)射頻率。雖然在功效上有少許損耗，但是電路仍然能夠發(fā)射功率大于10dBm的868MHz信號。此外，還可對電路做更多的修改，以進一步提高868MHz與434MHz基頻和高次諧波的功率比。

下一步工作的建議

上述簡單的修改驗證了通過更改外部元件可以顯著提高發(fā)送器IC的二次諧波功率（相對于基頻功率），同時還保持了較高的發(fā)射信號功率。這是一個很好的開端，但要發(fā)射符合868MHz歐洲免授權頻段和美國915MHz頻段要求的信號，還需要克服很多困難。

進一步提升868MHz分量

提高諧振電路的Q值（由偏置電感和功率放大器的對地電容組成），可以提高868MHz分量，具體可通過在功率放大器輸出引腳增加一個對地電容、并且減小偏置電感來實現(xiàn)。在該實驗中，偏置電感降至16nH,與電路板和IC上的寄生電容組成諧振電路。在保證每個元件的空載Q值不會顯著影響整體效率的前提下，可以將電感進一步降至5nH至10nH范圍，并將總旁路電容增大至約6pF.

在圖6的C6位置增加一個并聯(lián)電感構建高通π型網(wǎng)絡，并調整電感值，可以改善高通L型匹配網(wǎng)絡對434MHz的抑制性能。精心選擇π型網(wǎng)絡中的三個元件，可以使其對434MHz分量的抑制能力提高25dB或30dB,但是對于滿足ETSI要求（如果868MHz發(fā)射信號功率為+10dBm,則所有雜散輻射均低于-36dBm）還差46dB.本文接下來將繼續(xù)探討改善抑制性能的建議方案。

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保證發(fā)送器效率

上述改動的重點是提高868MHz分量并抑制434MHz分量，但這些改動將功率放大器效率由50% （434MHz發(fā)射信號）降為30% （868MHz發(fā)射信號），后續(xù)的434MHz信號抑制方案可能還會進一步影響效率。在針對434MHz發(fā)射信號設計匹配網(wǎng)絡的早期測試中可以發(fā)現(xiàn)，當434MHz匹配網(wǎng)絡失諧時，直流電流損耗會隨之增大。如果典型濾波器是通過降低頻點處的匹配性能來抑制這些頻率的話，很顯然，這些測試中的電流損耗將進一步增大。那么，如何在不顯著增大直流電流、降低效率的前提下改善434MHz的抑制性能呢？

雙工器方案

雙工器常用于雙通道接收系統(tǒng)，用于連接公共接收天線和兩個接收器，每個接收器調諧在不同頻率。雙工器在兩個頻率下均能夠為天線提供很好的匹配。如果用功率放大器替換接收天線，則會提供獨立的434MHz和868MHz通道。868MHz通道連接至發(fā)射天線，434MHz通道連接至電路板的阻性負載。這種配置與簡單的868MHz濾波器相比有兩個優(yōu)勢：434MHz分量能夠很好地匹配（從而保持較低的電流損耗），并且434MHz信號發(fā)送給負載，沒有輻射。如果868MHz端口的天線能夠正確匹配并調諧，則會對434MHz發(fā)射信號產生顯著的抑制。為進一步降低434MHz下的電源電流，可以對雙工器方案進行修改，使434MHz頻點的阻抗高于868MHz頻率阻抗。

但是該方案有一個潛在缺陷：它假設信號源是一個帶有50Ω負載的線性信號源。而功率放大器的開關放大器輸出不是線性的。

重新審視開關放大器模型

圖1所示的頻譜是基于沒有濾波的功率放大器輸出結果，434MHz處的波形是占空比為25%的脈沖波。功率放大器輸出在434MHz周期的25%時間內呈短路狀態(tài)，當匹配網(wǎng)絡適當調諧后，短路狀態(tài)出現(xiàn)在434MHz正弦波的波谷。這樣設計使得電流在最低電壓（接近于0V或地電位）時"灌入"諧振電路。該開關波形的電路模型（通過阻性負載連接至諧振電路）直接決定了功率放大器的性能。但是，需要對該模型加以修改，以構建868MHz諧振電路。以便在不顯著增大電源電流的前提下，通過868MHz電路抑制434MHz分量，這同時也解釋了匹配網(wǎng)絡與434MHz失諧時電流損耗增大的原因（與采用868MHz匹配網(wǎng)絡的實驗相比，電流損耗會增大10%至20%）。在434MHz的二次諧波可能存在本地電流最低點嗎？

降低相位噪聲

ETSI要求所有雜散發(fā)射信號的絕對功率須低于-36dBm,這不僅限制了諧波輻射，也對發(fā)送器的相位噪聲提出了要求。在歐洲，434MHz免授權頻段介于433.05MHz和43479MHz之間（該頻段的中心頻點為433.92MHz,這也解釋了該頻率得到廣泛應用的原因）。帶外頻率的輻射功率不能高于-36dBm.靠近邊帶頻率處，MAX7044的主要噪聲分量是載頻的相位噪聲。MAX7044的相位噪聲密度為-92dBc/Hz,其中"dBc"表示"低于載波的dB數(shù)".

根據(jù)ETSI的要求，雜散功率需使用準峰值檢波器在100kHz帶寬內進行測量，作為一個平均功率檢測器，準峰值檢波器對相位噪聲也會進行相同的檢波。在100kHz測量帶寬與密度指標中的1Hz帶寬之間增加一個50dB對數(shù)比，可以將100kHz帶寬內的測量功率提升至-42dBc.如果被測功率限制在-36dBm,MAX7044在434MHz歐洲頻段的發(fā)送功率可達+6dBm （最大值）。

在868MHz至870MHz頻率范圍，可用的最寬頻帶為868.0MHz至868.6MHz.發(fā)送器在該頻帶以外的平均輻射功率不能大于-36dBm.在100kHz帶寬內測量帶外功率，同在434MHz頻率相同，只是帶寬由1.74MH變?yōu)楝F(xiàn)在的600kHz,即868MHz時的帶寬比434MHz時窄了幾乎3倍。此外，434MHz的二次諧波（即868MHz）相位噪聲密度隨頻率呈平方關系增長。這意味著868MHz時的相位噪聲密度比434MHz時高6dB.MAX7044發(fā)射434MHz載波信號時，相位噪聲密度在300kHz帶寬下約為-89dBc/Hz,在868MHz時約為-83dBc/Hz.在100kHz帶寬內，300kHz的平均功率成為[-83 + （10log10（100kHz））] = -33dBc,這將MAX7044在868MHz時的發(fā)射功率限制-3dBm以內。

MAX7044中的振蕩器具有相對較高的相位噪聲密度，這是由于設計需要將器件中的VCO頻率調諧至300MHz至450MHz范圍。這一相位噪聲密度對于美國260MHz至470MHz免授權頻率是可以接受的，因為對載頻附近這些頻率的雜散輻射要求沒有歐洲那么嚴格。為了在868MHz歐洲頻段的發(fā)射功率接近+10dBm,MAX7044中的VCO需要更改到更窄的頻帶，并采用具有更低相位噪聲的設計，類似于L-C振蕩器。

結論

對匹配網(wǎng)絡進行簡單的修改，可使434MHz開關放大器的886MHz發(fā)射功率高于434MHz發(fā)射功率。本文討論了在MAX7044EVKIT配置868MHz諧振電路和高通L型阻抗變換網(wǎng)絡，從而產生+11dBm的868MHz載波發(fā)射功率的方法。這種情況下，868MHz載波功率比434MHz基頻功率高出近9dB.功率放大器在868MHz時的效率為30%.

為滿足美國和歐洲標準對雜散輻射的限制要求，需要進一步對434MHz分量進行抑制?？梢酝ㄟ^不同電路結構和模型改善對434MHz分量的抑制性能。對經典的雙工器進行改造，將868MHz分量連接至天線，將434MHz分量連接至假負載。

對開關放大器模型中的調諧電路進行修改，得到一個優(yōu)化的868MHz的匹配網(wǎng)絡。修改VCO能夠降低相位噪聲密度，從而滿足ETSI對868MHz頻段雜散輻射的限制要求。

技術中心每天會更新了大量技術內容和方案，可查看：
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