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雙極結(jié)型晶體管差分放大器的溫度補(bǔ)償

發(fā)布時(shí)間:2018-02-24 來源:電子技術(shù)設(shè)計(jì) 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】人們普遍認(rèn)為,使用雙極結(jié)型晶體管(BJT)電流源可以對雙極結(jié)型晶體管差分放大器進(jìn)行溫度補(bǔ)償,但事實(shí)并非如此。對I0進(jìn)行溫度補(bǔ)償?shù)玫匠?shù)re,會導(dǎo)致電流源外部發(fā)射極電阻R0上的電壓低,從而無法精確設(shè)置I0。本設(shè)計(jì)實(shí)例分析了BJT差分放大器的發(fā)射極電路電流源I0,及其不同實(shí)現(xiàn)方式對放大器增益的影響。


雙極結(jié)型晶體管(BJT)對發(fā)射極耦合差分放大器電路是模擬設(shè)計(jì)人員熟悉的放大器級,但其復(fù)雜性也頗有意思。本文探討了BJT差分放大器的發(fā)射極電路電流I0及其不同實(shí)現(xiàn)方式對放大器增益的影響。
 
人們普遍認(rèn)為BJT電流源可以對BJT差分放大器進(jìn)行溫度補(bǔ)償這一結(jié)論是正確的,但似乎并不知道其成立條件。典型電路如圖1所示。
 
 
圖1:差分輸入差分輸出電壓放大器。
 
這是一款差分輸入差分輸出電壓放大器。在輸入和輸出量差分的情況下,電路的增量電壓增益為:
 
 
差分放大的條件是Aν1 = Aν2。當(dāng)電路滿足如下等式時(shí),它是對稱的:
 
 
然后電壓增益變成:
 
 
其中rM是互阻,輸入電壓產(chǎn)生(pre-α)的輸出電流流經(jīng)該電阻。
 
好的設(shè)計(jì)目標(biāo)是使Aν成為固定值。其中一個影響因素是選擇具有低溫度系數(shù)(TC)和足夠精確的電阻器,這通常很容易實(shí)現(xiàn)。但對于高精度設(shè)計(jì),由環(huán)境溫度變化引起的阻值變化是需要考慮的因素。尤其還要考慮“熱效應(yīng)”,即由隨νi一起變化的功耗變化引起的動態(tài)的、與波形相關(guān)的阻值變化。對于非常精確的設(shè)計(jì),也必須考慮與施加電壓相關(guān)的阻值變化。
 
在精確設(shè)計(jì)中,除這里使用的兩個(re和β)BJT T模型參數(shù)之外,其它晶體管參數(shù),即ro,也需要考慮在內(nèi)。我們假設(shè)BJT具有足夠高的厄利電壓(Early voltage),因而不需要考慮ro——至少在這里不考慮。在實(shí)踐中,這個假設(shè)通常是有效的。
 
BJT通常是電路中最不理想的元件。從增益公式可以看出,增量發(fā)射極電阻re和β這兩個BJT參數(shù)影響增益。對于高β值——也即β>> 1,增益因子接近1:
 
 
對于典型β值200,α = 0.995,造成0.5%的增益誤差。如果差太大,則需要α補(bǔ)償技術(shù)。通常,該誤差可以通過將其包含在增益公式中來彌補(bǔ),正如我們所做的。更重要的是其溫漂的大小。典型值為:
 
 
 
那么對于大的β,α的TC約為50 ppm;α通常不是大問題。
 
Av的互阻表達(dá)式rM(分母)是輸入電壓產(chǎn)生輸入和輸出回路共有的(發(fā)射極)電流的電阻。輸出電流被α修改,導(dǎo)致發(fā)射器的電流通路的損耗。該互阻rM也包括以RB表示的β。如果RB保持為小數(shù)值,且輸入由電壓源驅(qū)動,則不必考慮β。如果源的阻值高,那么RB項(xiàng)會因β隨溫度變化而影響增益。其1 %/℃ 的變化要縮小到RB/(β + 1)在rM中不占主導(dǎo)的程度。保持RB為小數(shù)值是另一個設(shè)計(jì)考慮因數(shù)。
 
在rM中最麻煩的一項(xiàng)是re,因?yàn)樗S著溫度和發(fā)射極電流IE而變化,根據(jù):
 
 
在IE恒定的情況下,re隨熱電壓VT變化,而VT與絕對溫度成比例變化。
 
 
在300K(約80℉)時(shí),該值為1/300 K或約0.33 %/K = 0.33 %/℃。對于實(shí)驗(yàn)室品質(zhì)的儀器設(shè)計(jì),我們假設(shè)一個溫度范圍超過25℃ +/- 15℃,即10℃到40℃,超過此范圍設(shè)備應(yīng)能符合規(guī)范正常運(yùn)行。在環(huán)境溫度變化超過15℃的情況下,VT變化約5%,這對大多數(shù)精密設(shè)計(jì)來說太大了。因此,需要補(bǔ)償增益的VT變化。
 
對re最簡單的補(bǔ)償方式是在rM中把它作為一個可以忽略的項(xiàng)(和RB項(xiàng)一起)。這是通過使RE占主導(dǎo)來實(shí)現(xiàn)的。對于RE>>re,re的漂移對增益的影響遠(yuǎn)低于5%。許多情況下,占主導(dǎo)地位的外部發(fā)射極阻值解決了漂移問題,但犧牲了增益和功耗。通過增加I0,re成比例地減小,但電路功耗增加。這不僅對功耗受限的設(shè)備不利,還會通過增加BJT中的ΔPD(νi)而加劇發(fā)熱。
 
在某些情況下,re不能忽略不計(jì),需要對其進(jìn)行一些補(bǔ)償。最常見的一種方法是使I0跟蹤re并抵消其影響。為了使I0具有VT的TC,最簡單的方法是使用BJT電流源實(shí)現(xiàn)I0。電流源BJT的b-e結(jié)電壓隨溫升下降,I0增加、re減小。
 
電流源電路
 
我們將考慮的第一個電路源I0不過是個電阻R0,它返回到負(fù)電源。當(dāng)電源電壓–V接近負(fù)無窮大或者R0的值接近無窮大時(shí),這個“長尾”電流源接近理想的電流源。它對re的TC沒做補(bǔ)償。
 
下面顯示了第二個考慮的實(shí)現(xiàn)。
 
 
圖2:電路在R0兩端的電壓為V – VBE(Q0)。
 
這個簡單電路在R0兩端的電壓為V – VBE(Q0)。隨著溫度的升高,VBE降低,但與VT的TC無關(guān)。影響VBE的另一個主要BJT參數(shù)是在p-n結(jié)(b-e結(jié))電壓方程中發(fā)現(xiàn)的飽和電流IS:
 
 
對于典型的BJT(例如PN3904),IS ≈10 fA。那么,1mA的電流產(chǎn)生的VBE≅0.65 V。
 
VT和IS都對TC(VBE)產(chǎn)生影響。IS對VBE的影響大于VT,且極性相反,導(dǎo)致對VBE的總影響約為–2mV/℃。因此,取消IS影響比VT的更重要。
 
根據(jù)V和VBE的相對值,TC(VBE)的影響可以通過選擇RE和電源電壓V來調(diào)節(jié),這通常受到系統(tǒng)級設(shè)計(jì)的限制。通過在發(fā)射極和地之間增加一個電阻網(wǎng)絡(luò),可以獨(dú)立設(shè)置戴維寧(Thevenin)等效電源電壓和R0值。如果正確地調(diào)節(jié),隨著T增加,VBE減小、I0增加。如果增加T引起的re減小抵消了由VT引起的re增加,那么BJT對的re和增益保持不變。
 
通過用T微分re,TC(re)的計(jì)算如下:
 
 
其中TC%是TC的分?jǐn)?shù)變化。
 
TC%(I0) = TC%(IE)的設(shè)定可以建構(gòu)如下。R0上的唯一變化來自VBE。因此,由T引起的I0的分?jǐn)?shù)變化是:
 
 
設(shè)定TC%(I0) = TC%(VT) = 1/T≅ 0.33 %/℃時(shí),R0兩端的電壓,V – VBE = 0.6 V。在-V = -1.25V時(shí),這個補(bǔ)償方案不太有吸引力。TC(I0)的極性對補(bǔ)償來說是正確的,但幅值不合要求,因此有了下一個方案,如圖3所示。
 
 
圖3:TC(I0)的極性對補(bǔ)償來說是正確的,但幅值不合要求,因此有了新的方案。
 
I0的實(shí)現(xiàn)比以前的方案更通用、更常見。基本分頻器為設(shè)置TC%(I0)提供了額外的自由度,它有助于忽略TC(β),現(xiàn)在是:
 
 
現(xiàn)在可以找到提供正確補(bǔ)償?shù)姆謮罕取.?dāng)TC%(I0)設(shè)置為等于TC%(VT)時(shí),則:
 
 
這個結(jié)果很有意思;無論V值如何,空載分壓器電壓必須為1.25 V才能進(jìn)行增益補(bǔ)償。這也是帶隙參考電壓,也應(yīng)該是。帶隙電路使用負(fù)TC(VBE),并調(diào)節(jié)以抵消正TC(VT)。由此產(chǎn)生的帶隙電壓總是接近1.25V,并根據(jù)BJT摻雜水平略微變化。
 
經(jīng)常用來提供粗略溫度補(bǔ)償?shù)牧硪环N電流源方案是插入與R2串聯(lián)的二極管,如圖4所示。
 
 
圖4:經(jīng)常用來提供粗略溫度補(bǔ)償?shù)囊环N電流源方案是插入與R2串聯(lián)的二極管。
 
常見的解釋是,二極管的TC補(bǔ)償了BJT b-e結(jié)的TC,導(dǎo)致更穩(wěn)定的I0。一個典型的例子是使用1N4152二極管來補(bǔ)償PN3904。然而,二極管和BJT b-e結(jié)是完全不同的。結(jié)梯度不同,為實(shí)現(xiàn)更高的擊穿電壓,二極管的摻雜水平遠(yuǎn)低于BJT基極。為了獲得良好的發(fā)射極到基極注入效率,發(fā)射極少數(shù)載流子濃度被有意地做大,這是以VBE反向擊穿為代價(jià)的,VBE反向擊穿通常在7V左右,遠(yuǎn)低于二極管的40V。關(guān)鍵是,雖然兩個結(jié)都是硅,卻相當(dāng)不匹配。
 
如果假定一個類似的BJT b-e結(jié)用作二極管,其基極連接到集電極,那么結(jié)點(diǎn)匹配就好得多(雖然不如相鄰集成BJT好),并允許α ≅ 1,然后在BJT輸入回路周圍施加基爾霍夫電壓定律(兩個BJT結(jié)的IS被消除):
 
 
其中ID是二極管電流。如果結(jié)電流相等,則VT的TC被去除并且TC%(I0) ≅ 0 %/℃。這對需要穩(wěn)定電流源的應(yīng)用非常有用,但它沒有補(bǔ)償差分放大器的re。為得到所需的TC,電流必須有意設(shè)定為不相等,并且對于TC的補(bǔ)償極性,它必須為正。因此,我們必須有ID>I0。
 
TC%(I0)通過上式中I0的隱函數(shù)微分求得:
 
 
通過另外的代數(shù)操作:
 
 
然后進(jìn)行補(bǔ)償,設(shè)TC%(I0) = TC%(VT) = 1/T,求解:
 
 
實(shí)際的電流比因指數(shù)函數(shù)而要求R0兩端的電壓不要大于VT。對于I0 = 2mA,R0 = 22Ω,VT = 26 mV,R0兩端的電壓為44mV或1.69xVT,ID = 14.77xI0 = 29.5mA,大于多數(shù)設(shè)計(jì)所需的值。為了使R0不在發(fā)射結(jié)電路中占主導(dǎo)地位,需要R0為這樣的小值,以便能表示VBE的TC。然而在許多設(shè)計(jì)中,R0相對較大,且其壓降遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過VT。因此,re的TC%(VT)沒有得到正確補(bǔ)償,增益中存在TC漂移。
 
前面的方案省略了基極二極管,在允許較大的R0電壓方面只是略好一點(diǎn)。也許我們應(yīng)該逆向而行,在發(fā)射極中增加一或兩個二極管。組合結(jié)的TC將是單結(jié)TC乘以組合數(shù)量,這將使RE按比例變大。我們通常不希望增加大量的串聯(lián)二極管,因?yàn)檫@會造成I0的靜態(tài)穩(wěn)定性變差。因此,使用差動放大電流源進(jìn)行re的溫度補(bǔ)償需要小心地進(jìn)行電路靜態(tài)設(shè)計(jì)。然后使I0對結(jié)參數(shù)敏感,并且這些參數(shù)(例如IS)在分立晶體管中具有稍寬的容差,即使相同部件號也是如此。就PN3904BJT來說,在相同電流和溫度條件下,不同供應(yīng)商或生產(chǎn)批次的產(chǎn)品,可能會有高達(dá)50mV的差異。這種補(bǔ)償方法最適合單片集成。
 
結(jié)論
 
普遍認(rèn)為,BJT電流源可以對BJT差分放大器進(jìn)行溫度補(bǔ)償,但這并非放之四海而皆準(zhǔn)。為常數(shù)re進(jìn)行I0的溫度補(bǔ)償,導(dǎo)致電流源外部發(fā)射極電阻R0上的電壓變得過低,使得無法精確設(shè)置I0。
 
因此,除了放大VT的更復(fù)雜的方案,在一些設(shè)計(jì)中,用于差分放大器增益穩(wěn)定性的RE主導(dǎo)方法似乎是可接受的。另一個有多個級的方案是使用連續(xù)補(bǔ)償(PNP)級來消除第一級的增益TC。


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