根據(jù)多模激勵的單腔體諧振器原理以及基片集成波導(SIW)高Q值、低損耗、大功率容量的特點，提出了一種新的SIW方形腔體雙膜濾波器的設計方法。該方法 通過在SIW腔體兩個對稱角上切角作為微擾來使簡并模式分離并產(chǎn)生耦合，從而形成了中心頻率在 4．95GHz的窄帶帶通濾波器，并最終采用直接過渡方式實現(xiàn)了SIW到微帶的轉(zhuǎn)換。

SIW的雙膜諧振器具有一對簡并模式，可以通過對諧振器加入微擾單元來使這兩個簡并模式分離，因此，經(jīng)過擾動后的諧振器可以看作一個雙調(diào)諧電路。分離的 簡并模式產(chǎn)生耦合后，會產(chǎn)生兩個極點和一個零點。所以，雙膜濾波器在減小尺寸的同時，也增加了阻帶衰減。而且還可以實現(xiàn)較窄的百分比帶寬?？墒牵p膜濾波 器又有功率損耗高、插入損耗大的缺點。為此，本文提出了一種新型SIW腔體雙膜濾波器的設計方法。

該SIW的大功率容量、低插入損耗特性正好可以對雙膜濾波器的固有缺點起到補償作用。而且輸入／輸出采用直接過渡的轉(zhuǎn)換結構，也減少了耦合縫隙的損耗。l 雙膜諧振原理及頻率調(diào)節(jié)

SIW是一類新型的人工集成波導，它是通過在平面電路的介質(zhì)層中嵌入兩排金屬化孔構成的，這兩排金屬化孔構成了波導的窄壁，圖1所示是基片集成波導的結 構示意圖。這類平面波導不僅容易與微波集成電路(MIC)以及單片微波集成電路(MMIC)集成，而且，SIW還繼承了傳統(tǒng)矩形波導的品質(zhì)因數(shù)高、輻射損 耗小、便于設計等優(yōu)點。


1．基片集成波導諧振腔

1．一般情況下，兩個電路的振蕩頻率越接近，這兩個電路之間的能量轉(zhuǎn)換需要的耦合就越小。由于諧振腔中的無數(shù)多個模式中存在著正交關系，故要讓這些模式耦合 發(fā)生能量交換，必須對理想的結構加擾動。但是，為了保持場結構的原有形式，這個擾動要很小。所以，本文選擇了SIW的簡并主模TE102和 TE201，它們的電場分布圖如圖2所示。因為TM和TEmn(n10)不能夠在SIW中傳輸。因此，一方面可以保證在小擾動時就可以實現(xiàn)耦合，同時也可 以保證場的原有結構。



假設圖3所示的矩形腔體的長、寬、高分別為a、b、d。因為TEmn(n10)不能在SIW中傳輸，所以對于SIW諧振腔來說，其諧振頻率的計算公式如下：

對于具有相同諧振頻率的兩個模式來說，則有如下關系：

根據(jù)選定的工作簡并模式，利用公式(1)、(2)、 (3)來確定矩形波導諧振腔的初始尺寸，然后再結合有關文獻，就可以確定SIW腔體的尺寸。圖3所示是其金屬矩形諧振腔的基本結構。

 雙膜SIW諧振腔及其頻率調(diào)節(jié)

圓柱形波導、矩形波導和微帶線都可以用來做雙膜濾波器。然而，一些典型的雙膜設計方法(如加調(diào)節(jié)螺釘、內(nèi)角加工、在微帶貼片上加入十字槽等)并不適用于 SIW腔體。有文獻提到采用切角、打孔、饋電擾動等擾動方式來應用于SIW腔體。故此，本文選取了在SIW腔體對稱的角上切兩個相同的方形切角作為微擾方 式。

擾動腔體的諧振頻率被分成f1和f2兩個高低不同的頻率，這兩個頻率的平均值(f1+f2)／2和原有腔體的諧振頻率f0往往不相等。類似地，輸入／ 輸出部分的耦合也會造成諧振頻率的平移。這樣就會造成兩種情況：一是(f1+f2)／2>f0；二是(f1+f2)／2< P>

是大于還是小于取決于耦合結構。對于第一種情況，可以通過加大諧振腔尺寸來調(diào)節(jié)頻率移動；而對于第二種情況，則可以通過減小諧振器尺寸或者在諧振腔上開 個縫來減少諧振腔等效尺寸等方法來調(diào)節(jié)。當然也可以不調(diào)節(jié)，分別針對這兩種情況加以利用。

在實際的工程應用中。要求 s<λ／20，當SIW工作在高頻段時，為了滿足上述條件，往往要求金屬柱半徑以及它們之間的間距很小，以至于加工非常困難。而此時就可以利用第一 種情況，以較大的尺寸在較高頻率處實現(xiàn)良好的濾波性能，降低加工難度；而對于第二種情況，可以以更小的尺寸在較低的諧振頻率處實現(xiàn)良好的濾波性能，從而實 現(xiàn)濾波器的小型化。本文就是有效地利用了第二種情況，從而設計出性能好、尺寸小的濾波器。
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2 雙膜濾波器的實現(xiàn)與仿真

圖4所示是雙膜SIW腔體帶通濾波器的結構示意 圖。在諧振腔的對角線上挖去兩個相同的立方體，輸入／輸出采用直接過渡的轉(zhuǎn)換結構。濾波器選用 Rogers RO3010作為介質(zhì)基板，其相對介電常數(shù)εr=10．2，損耗角正切tan d為0．0035；諧振腔長度a為21．5 mm，寬b為21．5 mm，高h為0．5mm；切去的立方體邊長cw為2．2 mm；中心饋線的寬度tw為0．72 mm。輸入／輸出采用無縫耦合的直接轉(zhuǎn)換結構，這樣可減少輸入／輸出結構的耦合損耗。


3 仿真結果分析

仿真可采用電磁仿真商業(yè)軟件HFSS來完成。通過仿真介質(zhì)諧振腔濾波器(濾波器源型)可以發(fā)現(xiàn)，不同的耦合輸入／輸出窗口寬度影響著濾波器中心頻率的位 置，同時也影響耦合強度和帶內(nèi)插入損耗。從圖5中看出，隨著耦合窗寬度的增大，濾波器的中心頻率會上移，耦合減弱，帶內(nèi)插入損耗變大，也就是濾波器的匹配性能變差。


針對切去的立方體尺寸對濾波器性能的影響。從方便的角度考慮，應先保證一個角上的正方體尺寸不變，而改變另一個切去的立方體尺寸，然后觀察微擾變化對S 參數(shù)的影響。從圖6所示的曲線可以看出，微擾尺寸幾乎不改變S參數(shù)曲線的形狀，對中心頻點的影響不大，微擾越大，帶寬越寬，相應的高阻帶傳輸零點會往高頻點移動。


從以上結果可以看出，通過改變微擾大小可調(diào)節(jié)濾波器的帶寬，而改變耦合輸入／輸出窗口的寬度則可調(diào)節(jié)濾波器的中心頻率和匹配性能。 綜合以上仿真研究并結合公式(1)、(2)，可先計算出SIW的相關尺寸。然后通過HFSS仿真對濾波器性能進行優(yōu)化，最終所得出的設計電路具體尺寸為 h=O．5 mm，εr=10．2，tan d="0"．0035，a=b=21．5 mm，d=0．8 mm，s=1．2 mm，cw=2．2 mm，tw=0．72 mm，cw=8．4 mm，ba=2 mm。


圖7所示是本設計的雙膜SIW腔體濾波器S參數(shù)的響應曲線。從圖7中可以看出，采用本設計實現(xiàn)的濾波器的中心頻率fo=4．95 GHz，3 dB相對帶寬FBW=4．36％，通帶內(nèi)插入損耗為0.9 dB，反射損耗S11小于-22 dB，阻帶右側(cè)5．45 GHz處會形成一個傳輸零點，損耗接近-40 dB。

4 結束語

可以看出，通過應用SIW技術可以設計出具有良好性能的雙膜窄帶帶通濾波器。其原理簡單、尺寸小、重量輕、帶內(nèi)插損小、阻帶衰減性能好；并且采用直接過渡的轉(zhuǎn)換結構，從而減少了耦合輸入／輸出損耗。相信會在許多地方有非常廣闊的前景。

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