目前，許多工業(yè)系統(tǒng)采用電池供電的傳感器和轉(zhuǎn)發(fā)器，從而省去了鋪設(shè)電纜的昂貴花費(fèi)，并可降低整體系統(tǒng)的功耗。這些工業(yè)系統(tǒng)通常都具有工作模式和待機(jī)模式。工作模式下，傳感器將數(shù)據(jù)傳送到轉(zhuǎn)發(fā)器(一種無(wú)線調(diào)制解調(diào)器)，由轉(zhuǎn)發(fā)器將數(shù)據(jù)發(fā)送給主機(jī)。待機(jī)模式下，轉(zhuǎn)發(fā)器和傳感器將在一段固定時(shí)間或可變時(shí)間段內(nèi)處于休眠模式。這種反復(fù)的啟動(dòng) - 停止操作被稱為非連續(xù)工作模式，有助于延長(zhǎng)設(shè)備的電池使用壽命。

 

對(duì)于類似于澆水系統(tǒng)的應(yīng)用，使用 GSM 無(wú)線模塊傳輸傳感器數(shù)據(jù)，如果需要頻繁更換 GSM 無(wú)線模塊的供電電池，例如，幾個(gè)星期甚至幾天更換一次，系統(tǒng)的維護(hù)成本將非常高。由于這類系統(tǒng)在大多數(shù)時(shí)間處于待機(jī)或休眠模式，降低空閑狀態(tài)下的功耗對(duì)于延長(zhǎng)電池的使用壽命非常重要。因此，空載下的電流損耗成為這類系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵，出于安全考慮，電氣隔離對(duì)于此類設(shè)計(jì)也非常重要。

 

考慮到上述因素，設(shè)計(jì)人員必須重視 DC-DC 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，確保空載條件下消耗盡可能低的電流。任何 DC-DC 轉(zhuǎn)換器，即使在待機(jī)模式下，也會(huì)消耗較大電流。例如，一款商用化的電源模塊(RECOM® R-78A3.3-1OR)，空載模式下的電流損耗達(dá)到 7mA。當(dāng)然，慎重選擇電源拓?fù)?，通過(guò)認(rèn)真仔細(xì)的設(shè)計(jì)，能夠使隔離型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器模塊的空載電流保持在 1mA 以內(nèi)。

 

30 倍電流損耗對(duì)減少電池更換次數(shù)的影響非常顯著。例如，即使系統(tǒng)電池為可充電電池，較大的電源電流損耗也會(huì)導(dǎo)致額外的充電次數(shù)，而頻繁充電將使電池過(guò)早報(bào)廢，最終被送到廢物處理廠。同樣，如果設(shè)備采用一次性電池，較大的待機(jī)電流也會(huì)導(dǎo)致電池快速放電，使其過(guò)早進(jìn)入廢物處理廠。

 

通過(guò)幾種途徑可以應(yīng)對(duì)這一設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)，本文著重討論了脈沖頻率調(diào)制(PFM)架構(gòu)的解決方案，能夠使設(shè)備在工作和待機(jī)狀態(tài)下的功耗比達(dá)到 1700:1。

 

系統(tǒng)特征

功耗與時(shí)間之間的典型特征類似于圖 1。圖中，負(fù)載電流在工作或充電期間達(dá)到峰值，設(shè)備處于空閑狀態(tài)時(shí)負(fù)載電流則降至較低水平。為了減少電池放電，延長(zhǎng)電池壽命和待機(jī)時(shí)間，必須將空閑電流 IZ 降至最小。所以，沒(méi)有連接負(fù)載時(shí)，隔離型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器應(yīng)具有超低電流，并在輸入和輸出之間具有較高的隔離度。理想情況下，轉(zhuǎn)換器還應(yīng)具有高轉(zhuǎn)換效率且占用極小的空間。

另一方法是采用具有脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器¹。PFM 控制器采用兩個(gè)單穩(wěn)態(tài)電路，只有當(dāng)負(fù)載從 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出消耗電流時(shí)才工作。PFM 基于兩個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)間(最大導(dǎo)通時(shí)間和最小關(guān)閉時(shí)間)和兩個(gè)控制環(huán)路(穩(wěn)壓環(huán)路和最大峰值電流、關(guān)閉時(shí)間環(huán)路)。

 

PFM 的特點(diǎn)是控制脈沖的頻率可變?？刂破髦械膬蓚€(gè)單穩(wěn)態(tài)電路確定了 TON (最大導(dǎo)通時(shí)間)和 TOFF (最小關(guān)閉時(shí)間)。TON 單穩(wěn)態(tài)電路觸發(fā)第二個(gè)單穩(wěn)態(tài)電路 TOFF。只要電壓環(huán)路的比較器檢測(cè)到 VOUT 跌落到穩(wěn)壓范圍以下，將觸發(fā) TON 單穩(wěn)態(tài)電路。導(dǎo)通脈沖的最大值固定，如果峰值電流環(huán)路檢測(cè)到超出電感電流門限的數(shù)值，則可縮短該脈沖時(shí)間。

 

PFM 控制器的靜態(tài)電流損耗受限于基準(zhǔn)偏置電壓和誤差比較器的電流(幾十µA)。相比之下，PWM 控制器的內(nèi)部振蕩器則必須連續(xù)工作，電流損耗達(dá)到幾個(gè)毫安。本文介紹的方案在采用 PFM 控制器拓?fù)鋾r(shí)，12V 電源供電下的電流損耗小于 1mA。

 

現(xiàn)場(chǎng)應(yīng)用系統(tǒng)，例如：澆水系統(tǒng)，往往用于惡劣環(huán)境，所以這些系統(tǒng)的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器要求電氣隔離。變壓器可提供隔離，但須保證在不影響隔離的情況下，將電壓基準(zhǔn)從副邊反饋至原邊。解決這一問(wèn)題的常見(jiàn)方法是采用輔助繞組或光電耦合器。

 

電源拓?fù)鋵儆诮祲航Y(jié)構(gòu)。本例中所使用電池組的標(biāo)稱電壓為 12V，而系統(tǒng)內(nèi)部電路的工作電壓為 3.6V 標(biāo)稱電壓。圖 2 所示為 DC-DC 開(kāi)關(guān)電源的示意圖，表 2 列出了材料清單和相應(yīng)的元件值?？刂骗h(huán)路調(diào)節(jié)電壓時(shí)，光電耦合器需要一個(gè)恒定電流流過(guò)變壓器原邊的 LED。電流下限由光電耦合器在低端偏置電流的 CTR (10mA 時(shí)為 63%，1mA 時(shí)為 22%)和響應(yīng)時(shí)間的減小(20mA 時(shí)為 2µs，5mA 時(shí)為 6.6µs)決定。

 

 

圖 2. 隔離型 PFM 反激 DC-DC 轉(zhuǎn)換器原理圖

 

表 2. PFM 反激型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的材料清單

 

 

 

輸出分壓器(由電阻 R5 和 R11 組成)的電流損耗固定為 7µA。因此，基準(zhǔn)輸入所需要的 0.5µA 電流以及溫漂不會(huì)明顯影響輸出電壓。此外，較低的輸入電容使得分壓器輸出端測(cè)得的電壓不會(huì)受相關(guān)延遲的影響。后一因素不再需要利用電容分壓器來(lái)降低精密基準(zhǔn)的輸入電容。光電耦合器中，光電晶體管吸收 60µA (|IFB| < 60nA)的電流，該電流轉(zhuǎn)換成小于 230µA (CTR ~26%)的 LED 電流。

 

完全控制

構(gòu)建 PFM 控制器時(shí)，可采用 MAX1771 BiCMOS 升壓型開(kāi)關(guān)電源控制器(U1)提供所需的時(shí)序。MAX1771 相對(duì)于之前的跳脈沖方案具有很大改善：開(kāi)關(guān)頻率達(dá) 300kHz，減小了所需電感的尺寸；限流型 PFM 控制方式在很寬的負(fù)載電流范圍內(nèi)保證高達(dá) 90%的效率；最大電源電流僅為 110µA。除了這些優(yōu)勢(shì)外，MAX1771 在非隔離應(yīng)用中的主要優(yōu)勢(shì)有：在 30mA 至 2A 的負(fù)載電流范圍內(nèi)，效率可達(dá) 90%；最大輸出功率為 24W；輸入電壓范圍為 2V 至 16.5V。

 

電壓控制環(huán)路的電阻應(yīng)盡可能選擇最大值。這一方案可平衡電流損耗和環(huán)路穩(wěn)定性指標(biāo)，所以，通過(guò)分壓電阻的電流應(yīng)小于 7µA。由于濾波電容并非理想電容，該電流應(yīng)該包括電容的漏電流。該設(shè)計(jì)中，C5 和 C8 濾波電容的漏電流小于 20µA。如果要求更低的漏電流，可以將這些電容換成具有以下規(guī)格的陶瓷電容：100µF、6.3V、X5R，尺寸為 1206 (Kemet C1206C107M9PAC)。使用陶瓷電容可將電容漏電流降至幾個(gè)微安以內(nèi)。值得注意的是，陶瓷電容的價(jià)格是鉭電容的 3 倍，因此提高了系統(tǒng)的成本。

 

圖 3 所示 PFM DC-DC 轉(zhuǎn)換器的原型電路僅消耗 0.24mA 的靜態(tài)電流。電路板尺寸小于 50mm x 30mm，輸入電壓范圍為 10V 至 15V (標(biāo)稱值為 12V)時(shí)，可提供 3.6W 的輸出功率，工作于 300kHz 開(kāi)關(guān)頻率。提供穩(wěn)定的 3.6V 輸出電壓時(shí)，該轉(zhuǎn)換器可支持最大 1A 的連續(xù)負(fù)載電流。該轉(zhuǎn)換器采用反激結(jié)構(gòu)(降壓)，帶有電壓和電流反饋控制，實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)換器輸出與輸入之間的電氣隔離。

 

 

圖 3. 適合無(wú)線應(yīng)用的 DC-DC PFM 轉(zhuǎn)換器原型電路，頂視圖。

 

該原型電路適合各種非連續(xù)數(shù)據(jù)傳輸?shù)臒o(wú)線應(yīng)用。模塊的峰值電流達(dá)到 3A，最大平均電流為 1A。為降低電流峰值并避免影響無(wú)線通信時(shí)的性能，采用了參考文獻(xiàn) 2 和 3 中介紹的技術(shù)。此外，原則上建議設(shè)計(jì)人員采用具有低等效串聯(lián)電阻的大電容。

 

評(píng)估設(shè)計(jì)性能

為驗(yàn)證電源性能，我們測(cè)量了以下參數(shù)：輸入電壓 VIN、輸入電流 IIN、標(biāo)稱輸出電壓 VOUT、負(fù)載電流損耗 IOUT 和電源效率。表 3 和表 4 所示為測(cè)量結(jié)果，包括共模輸入濾波器的損耗和保護(hù)電路的損耗。另外，值得注意的是，電源在低功率下的效率低于較重負(fù)載下的效率。負(fù)載較重時(shí)，電源通常采用同步整流，這有助于降低設(shè)備的工作損耗。

 

表 3. 空載狀態(tài)下，不同輸入電壓時(shí)的電流損耗

 

 

 

采用 PFM 控制方案的電源電流損耗已經(jīng)降至 0.24mA。然而，由于所選元件值的原因，控制環(huán)路可能會(huì)在某些特定負(fù)載條件下發(fā)生振蕩。為防止自激，設(shè)計(jì)人員必須考慮生產(chǎn)環(huán)境下元件的各種容差。所以，必須仔細(xì)選擇環(huán)路電阻和電容值。

 

表 4 提供了電源在不同負(fù)載條件下的輸入和輸出參數(shù)，標(biāo)稱條件及標(biāo)稱負(fù)載范圍內(nèi)可以獲得最佳效率。

 

表 4. 標(biāo)稱電壓下，不同負(fù)載時(shí)的效率

 

 

 

以 3.6V 輸出為參考，無(wú)線設(shè)備在待機(jī)模式下的電流損耗小于 140µA，與電源空載條件下 0.24mA 的輸入電流損耗相比，這一電流可忽略不計(jì)，所以 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的空載效率用零表示(圖 4)。

 

 

圖 4. 電源在標(biāo)稱輸入電壓(12V)、不同負(fù)載條件下的效率

 

圖 5a. 空載時(shí)的輸出電壓和控制電壓(10ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5b. 0.1A 負(fù)載時(shí)的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5c. 0.5A 負(fù)載時(shí)的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5a、圖 5b、圖 5c 和圖 5d 中所示波形為不同負(fù)載條件下的輸出電壓和控制電壓。隨著負(fù)載增大，開(kāi)關(guān)器件的柵極控制脈沖頻率提高。轉(zhuǎn)換器的原型電路測(cè)試給出了空載、100mA、500mA 和 1A 電流負(fù)載下的信號(hào)。示波器測(cè)試結(jié)果形象說(shuō)明了 PFM 控制電路的工作。弱信號(hào)在示波器上放大了 5 倍，以便更加清晰。X 軸表示時(shí)間，Y 軸表示電壓。

 

 

圖 5d. 1A 負(fù)載時(shí)的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

總結(jié)

根據(jù)初步的行業(yè)調(diào)查，空載條件下具有低功耗的商用化隔離型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器通常具有大約 20mA 的最小電流損耗。因此，如果設(shè)計(jì)人員采用 PFM 方案，可以輕松實(shí)現(xiàn)低 IQ、低電流損耗的隔離電源。本文所介紹的電源在空載條件下電流損耗只有 0.24mA。

 

參考文獻(xiàn)

Maxim Integrated 應(yīng)用筆記 664, "Feedback Isolation Augments Power-Supply Safety and Performance"和 EDN 雜志(1997 年 6 月 19 日).

 

J. Ig. Garate, J. M. de Diego, "Consequences of Discontinuous Current Consumption on Battery Powered Wireless Terminals" [ISIE06, Paris, France, Oct. 2006].

 

J. M. de Diego, J. Ig. Garate, "Improvements of Power Supply Systems in Machine to Machine Modules and Fixed Cellular Terminals with Discontinuous Current Consumption" [Digests 9th ICIT06, Mumbai, India, Dec. 2006].

 

補(bǔ)充材料

I. Haroun, I. Lambadiris, R. Hafez, "RF System Issues in Wireless Sensor Networks," Microwave Engineering Europe (Nov. 2005), pp. 31–35.

 

J. P. Joosrting, "Power dissipation could limit smartphone performance," Microwave Engineering Europe (Apr. 2006), comment p. 9. Available at: www.mwee.com.

 

"MAX1649/MAX1651, 5V/3.3V 或可調(diào)、高效率、低壓差、降壓型 DC-DC 控制器," Maxim Integrated 數(shù)據(jù)資料, 19-0305; Rev 2; 9/95.

 

"MAX1771, 12V 或可調(diào)、高效率、低 IQ、升壓型 DC-DC 控制器," Maxim Integrated 數(shù)據(jù)資料, 19-0263; Rev 2; 3/02.

 

J. Ig. Garate, J. M. de Diego, J. Monsalve, "Ultra Low Input Current Consumption Power Supplies" [ISIE07, Vigo, Spain, Jun. 2006].

 

J. Ig. Garate, J. M. de Diego, J. Monsalve, "Sistemas de transmisión discontinua. FAC aisladas y de muy bajo consumo en vacío," Mundo Electrónico (Oct. 2007), pp. 38–45.

 

R. W. Erikson, Fundamentals of Power Electronics, 1st Ed. (Chapman and Hall, New York, 1997).

 

B. Arbetter, R. Erikson, and D. Maksimovic, "DC-DC converter design for battery-operated systems," Proceedings of IEEE® Power Electronic Specialist Conference (1995), pp. 102–109.

 

B. Sahu and G. A. Rincora, "A Low Voltage, Non-Inverting, Dynamic, Synchronous Buck-Boost Converter for Portable Applications," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 19, no. 2 (Feb. 2004), pp. 443–452.

 

G. A. Rincora and P. E. Allen, "A Low-Voltage, Low Quiescent Current, Low Drop-Out Regulator," IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 33, no. 1 (Jan. 1998), pp. 36–44.

 

D. Maksimovic, "Power management model and implementation of power management ICs for next generation wireless applications," Tutorial Presented at the International Conference on Circuits and Systems [ISCAS, 2002].

 

Data Acquisition Linear Devices Databook. Vol. 3, National Semiconductor Corporation (1989).

 

"TPS62110 TPS62111 TPS62112, 17-V, 1.5-A, Synchronous Step-Down Converter," Texas Instruments Incorporated, SLVS585–JULY 2005 (2006).