DC/DC轉(zhuǎn)換器中半導(dǎo)體器件的高頻開關(guān)特性是主要的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射源。本文章系列的第2部分回顧了DC/DC 轉(zhuǎn)換器的差模（DM）和共模（CM）傳導(dǎo)噪聲干擾。在電磁干擾（EMI）測試期間，如果將總噪聲測量結(jié)果細(xì)分為DM 和CM噪聲分量，可以確定DM和CM兩種噪聲各自所占的比例，從而簡化 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)流程。高頻下的傳導(dǎo)發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生，該噪聲的傳導(dǎo)回路面積較大，進(jìn)一步推動輻射發(fā)射的產(chǎn)生。

 

在第3部分中，我將全面介紹降壓穩(wěn)壓器電路中影響 EMI 性能和開關(guān)損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關(guān)電路寄生效應(yīng)的影響程度，可以采取適當(dāng)?shù)拇胧⒂绊懡抵磷畹筒p少總體 EMI 信號。一般來說，采用一種經(jīng)過優(yōu)化的緊湊型功率級布局可以降低 EMI，從而符合相關(guān)法規(guī)，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。

 

檢驗(yàn)具有高轉(zhuǎn)換率電流的關(guān)鍵回路

根據(jù)電源原理圖進(jìn)行電路板布局時，其中一個重要環(huán)節(jié)是準(zhǔn)確找到高轉(zhuǎn)換率電流（高 di/dt）回路，同時密切關(guān)注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會產(chǎn)生過大的噪聲和振鈴，導(dǎo)致過沖和地彈反射。圖 1 中的功率級原理圖顯示了一個驅(qū)動高側(cè)和低側(cè) MOSFET（分別為 Q1 和 Q2）的同步降壓控制器。

 

以 Q1 的導(dǎo)通轉(zhuǎn)換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下，Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時，從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標(biāo)記的回路和輸入電容（圖 1 中標(biāo)記為“1”）是降壓穩(wěn)壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開關(guān)期間。

 

圖 1：具有高轉(zhuǎn)換率電流的重要高頻開關(guān)回路

 

圖1中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來說，回路 2 表示高側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動器電路（由自舉電容 CBOOT 供電）?；芈?3 表示低側(cè) MOSFET 柵極驅(qū)動器電路（由 VCC 供電）。這兩條回路中均使用實(shí)線繪制導(dǎo)通柵極電流路徑，以虛線繪制關(guān)斷柵極電流路徑。

 

寄生組分和輻射 EMI

EMI 問題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機(jī)制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測量設(shè)備）。耦合機(jī)制可分為導(dǎo)電和非導(dǎo)電耦合。非導(dǎo)電耦合可以是電場（E 場）耦合、磁場（H 場）耦合或兩者的組合 - 稱為遠(yuǎn)場 EM 輻射。近場耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對穩(wěn)壓器的 EMI 性能起到?jīng)Q定性作用，影響顯著。

 

功率級寄生電感

功率MOSFET 的開關(guān)行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅(qū)動電路的部分電感相關(guān)。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板（PCB）布局產(chǎn)生的寄生元素，這些寄生元素會影響同步降壓穩(wěn)壓器的 EMI 性能。

 

圖 2：降壓功率級和柵極驅(qū)動器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素）

 

有效高頻電源回路電感（LLOOP）是總漏極電感（LD）、共源電感（LS）（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯(lián)電感（ESL））和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預(yù)期，LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區(qū)域）的幾何形狀布局密切相關(guān)。

 

與此同時，柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產(chǎn)生。從圖 2 中可以看出，高側(cè) MOSFET Q1 的共源電感同時存在于電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會增加開關(guān)損耗，因此并非理想方法。

 

功率級寄生電容

公式 1 為影響 EMI 和開關(guān)行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關(guān)系表達(dá)式（以圖 2 中的終端電容符號表示）。在 MOSFET 開關(guān)轉(zhuǎn)換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。

 

 

公式 2 的近似關(guān)系表達(dá)式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關(guān)性。公式3給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時間相關(guān)的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數(shù)據(jù)表中定義的內(nèi)容一致。

 

 

圖2中的另一個關(guān)鍵參數(shù)是體二極管 DB2 的反向恢復(fù)電荷（QRR），該電荷導(dǎo)致 Q1 導(dǎo)通期間出現(xiàn)顯著的電流尖峰。QRR取決于許多參數(shù)，包括恢復(fù)前的二極管正向電流、電流轉(zhuǎn)換速度和芯片溫度。一般來說，MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會為分析和測量過程帶來諸多難題。在 Q1導(dǎo)通期間，為Q2的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢復(fù)體二極管 DB2前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。

 

EMI 頻率范圍和耦合模式

表 1 列出了三個粗略定義的頻率范圍，開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器在這三種頻率范圍內(nèi)激勵和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開關(guān)期間，當(dāng)換向電流的轉(zhuǎn)換率超過 5A/ns 時，2nH 寄生電感會導(dǎo)致 10V 的電壓過沖。此外，功率回路中的電流具有快速開關(guān)邊沿（可能存在與體二極管反向恢復(fù)和 MOSFET COSS 充電相關(guān)的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產(chǎn)生負(fù)面影響嚴(yán)重的 H 場耦合，導(dǎo)致傳導(dǎo)和輻射 EMI 增加。

 

表 1：開關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲源和常規(guī) EMI 頻率分類

 

噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導(dǎo)的噪聲、來自功率回路和電感的 H 場耦合以及來自開關(guān)節(jié)點(diǎn)銅表面的 E 場耦合。

 

轉(zhuǎn)換器開關(guān)波形分析建模

如第 2 部分所述，開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉(zhuǎn)換器中 CM 噪聲和 E 場耦合的主要來源。在EMI 分析中，設(shè)計(jì)者最關(guān)注電源轉(zhuǎn)換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡(luò)”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡化的開關(guān)波形分析模型，我們可以輕松確定時域波形參數(shù)對頻譜結(jié)果的影響。

 

為了解與開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓相關(guān)的諧波頻譜包絡(luò)，圖 3 給出了近似的時域波形。每一部分均由其幅值（VIN）、占空比（D）、上升和下降時間（t 和 tF）以及脈寬（t1）來表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點(diǎn)與下降沿中點(diǎn)的間距。

 

傅立葉分析結(jié)果表明，諧波幅值包絡(luò)為雙 sinc 函數(shù)，轉(zhuǎn)角頻率為 f1 和 f2，具體取決于時域波形的脈寬和上升/下降時間。對于降壓開關(guān)單元的各個輸入電流波形，可以應(yīng)用類似的處理方法。測得的電壓和電流波形中相應(yīng)的頻率分量可以表示開關(guān)電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復(fù)產(chǎn)生）。

 

圖 3：開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓梯形波形及其頻譜包絡(luò)（受脈寬和上升/下降時間影響）

 

一般來說，電感LLOOP會增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰，并且還會加劇開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 范圍內(nèi)的寬帶 EMI。在這種情況下，最大限度縮減功率回路的有效長度和閉合區(qū)域顯得至關(guān)重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環(huán)形天線結(jié)構(gòu)發(fā)出的磁耦合輻射能量，從而實(shí)現(xiàn)磁場自消除。

 

穩(wěn)壓器輸入端基于回路電感比率發(fā)生傳導(dǎo)噪聲耦合，而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小LLOOP會增加輸入濾波器的衰減要求。幸運(yùn)的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率（SRF）較高，傳導(dǎo)至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應(yīng)具有較低的有效并聯(lián)電容（EPC），以便在從開關(guān)節(jié)點(diǎn)到 VOUT 的網(wǎng)絡(luò)中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會通過低阻抗輸出電容對輸出噪聲進(jìn)行濾波。

 

等效諧振電路

根據(jù)圖 4 所示的同步降壓穩(wěn)壓器時域開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓波形可知，MOSFET 開關(guān)期間傳輸?shù)募纳芰繒ぐl(fā) RLC 諧振。右側(cè)的簡化等效電路用于分析 Q1 導(dǎo)通和關(guān)斷時的開關(guān)行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯超出 VIN，而下降沿的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯低于接地端（GND）。

 

振蕩幅值取決于部分電感在回路內(nèi)的分布，回路的有效交流電阻會抑制隨后產(chǎn)生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅(qū)動器提供電壓應(yīng)力，還會影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。

 

圖 4：MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷開關(guān)轉(zhuǎn)換期間的同步降壓開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形及等效 RLC 電路

 

根據(jù)圖 4 中的上升沿電壓過沖計(jì)算可得，振鈴周期為 6.25ns，對應(yīng)的諧振頻率為 160MHz。此外，將一個近場 H 探頭直接放在開關(guān)回路區(qū)域上方也可以識別該頻率分量。利用計(jì)算型 EM 場仿真工具，可以推導(dǎo)出與高頻諧振和輻射發(fā)射相關(guān)的部分回路電感值。不過，還有一種更簡單的方法。這種方法需要測量諧振周期 TRing1 并從 MOSFET 數(shù)據(jù)表中獲取輸入電壓工作點(diǎn)的 COSS2后利用公式 4 計(jì)算總回路電感。

 

 

其中兩個重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子 a。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲的無功能量總值，減少諧振開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓峰值過沖。此外，在趨膚效應(yīng)的作用下，較高頻率處的阻尼因子增大，提升 RLOOP 的有效值。

 

總結(jié)

盡管氮化鎵（GaN）功率級同步降壓轉(zhuǎn)換器通常在低于3MHz的頻率下切換開關(guān)狀態(tài)，但產(chǎn)生的寬帶噪聲和EMI往往高達(dá)1GHz甚至更高。EMI 主要由其快速開關(guān)的電壓和電流特性所致。實(shí)際上，器件開關(guān)波形的高頻頻譜成分是獲取EMI產(chǎn)生電位指示的另一種途徑，它能夠指明 EMI 與開關(guān)損耗達(dá)到良好權(quán)衡的結(jié)果。

 

首先從原理圖中確定關(guān)鍵的轉(zhuǎn)換器開關(guān)回路，然后在PCB轉(zhuǎn)換器布局設(shè)計(jì)過程中盡量縮減這些回路的面積，從而減少寄生電感和相關(guān)的 H 場耦合，降低傳導(dǎo)和輻射 EMI。

 

在這篇系列文章的后續(xù)章節(jié)中，我將通過多種DC/DC轉(zhuǎn)換器電路重點(diǎn)介紹改善 EMI 性能矢量的系統(tǒng)級和集成電路（IC）的特定功能。緩解傳導(dǎo) EMI 的措施通常也可以改善輻射 EMI，這兩方面經(jīng)常相互促進(jìn)的。