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用于低壓大電流的正激式電路設計

發(fā)布時間:2013-01-07 責任編輯:abbywang

【導讀】從上世紀90年代以來開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域,計算機、程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源。

 

隨著電源技術的發(fā)展,低電壓,大電流的開關電源因其技術含量高,應用廣,越來越受到人們重視。在開關電源中,正激和反激式有著電路拓撲簡單,輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點,廣泛應用于中小功率電源變換場合。跟反激式相比,正激式變換器變壓器銅損較低,同時,正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯,因此,一般認為正激式變換器適用在低壓,大電流,功率較大的場合。

基本技術

有源鉗位技術
   
正激DC/DC變換器其固有缺點是功率晶體管截止期間高頻變壓器必須磁復位。以防變壓器鐵心飽和,因此必須采用專門的磁復位電路。通常采用的復位方式有三種,即傳統(tǒng)的附加繞組法、RCD鉗位法、有源鉗位法。三種方法各有優(yōu)缺點:磁復位繞組法正激變換器的優(yōu)點是技術成熟可靠,磁化能量可無損地回饋到直流電路中去,可是附加的磁復位繞組使變壓器結構復雜化,變壓器漏感引起的關斷電壓尖峰需要RC緩沖電路來抑制,占空比D<0.5,功率開關管承受的電壓應力與輸入電源電壓成正比。RCD鉗位正激變換器的優(yōu)點是磁復位電路簡單,占空比D可以大于0.5,功率開關管承受電壓應力較低,但大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中,因此它一般適用于變換效率不高且價廉的電源變換場合。有源鉗位技術是三種技術中效率最高的技術,它的電路圖如圖1所示,工作原理如圖2所示。在DT時段之前,開關管S1導通,激磁電流iM為負,即從Cr通過S1流向Tr,在DT階段,開關管S的驅動脈沖ugs使其導通,同時ugs1=0,使S1關斷,在Vin的作用下,激磁電流由負變正,原邊功率通過變壓器傳到副邊,給輸出端電感L充電;在(1-D)T時段,ugs=0,S關斷,ugs1到來使S1導通,iM通過S1的反并二極管向Cr充電,在Cr和Tr漏感構成的諧振電路的作用下,iM由正變負,變壓器反向激磁。從以上分析中可以看出:有源鉗位正激變換器變壓器鐵心工作在雙向對稱磁化狀態(tài),提高了鐵心利用率,鉗位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關占空比而自動調節(jié),因而占空比可大于50%;Vo一定時,主開關、輔助開關應力隨Vin的變化不大;所以,在占空比和開關應力允許的范圍內(nèi),能夠適應較大輸入電壓變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子,使得電路變得復雜。

有源鉗位同步整流正激式電路圖
圖1:有源鉗位同步整流正激式電路圖

有源鉗位電路工作原理圖
圖2:有源鉗位電路工作原理圖

同步整流技術
   
在低電壓大電流功率變換器中,若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正向導通壓降大(低壓硅二極管正向壓降約0.7V,肖持基二極管正向壓降約0.45V,新型低電壓肖特基二極管可達0.32V),整流損耗成為變換器的主要損耗,無法滿足低電壓大電流開關電源高效率,小體積的需要。
   
MOSFET導通時的伏安特性為一線性電阻,稱為通態(tài)電阻RDS,低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小,如:IRL3102(20V,61A)、IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω,它們在通過20A電流時,通態(tài)壓降不到0.3V。另外,功率MOSFET開關時間短,輸入阻抗高,這些特點使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件,它作為整流元件時,要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能,故稱為同步整流電路。圖1為典型的降壓型“同步”開關變換器電路(當電路中無SR時,為“普通”的降壓型開關變換器電路)。

電路的設計
   
所設計的電源參數(shù)如下:輸入電壓為50(1±10%)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz。
   
采用的主電路拓撲如圖1所示。由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路,它的鉗位電容電壓為:
Gongshi所選用的控制IC芯片為UC3844,它的最大占空比為50%,所以電容上的電壓最大為Vin,電容耐壓為60V以上,只要選取足夠大即可保證電路能正常工作,本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V。
   
有源鉗位管S1的驅動必須跟變壓器原邊的地隔離開,而且S1的驅動信號必須跟開關管S驅動信號反相,使用UCC3580可以實現(xiàn)兩個管子的驅動,可是這個芯片并不常見,因而這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入,其反相信號作為IR2110的高端輸入,IR2110的高端驅動通過內(nèi)部自舉電路來實現(xiàn)隔離。這樣,我們就達到了驅動兩個開關管的目的。
   
在輸出整流電路中,當續(xù)流二極管(即SR的反并二極管)受正向電壓導通時,應及時驅動SR導通,以減小壓降和損耗。但為了避免SR與SR1同時導通,造成短路事故,必須有“死區(qū)”時間,這時仍靠二極管D導通。SR的開關瞬時要與續(xù)流二極管的通斷瞬時密切配合,因此對開關速度要求很高。另外,從成本綜合考慮,選用IRL3102。
   
變壓器的設計跟一般正激式變換器變壓器設計差不多,只是要考慮同步整流管的驅動。所選用的同步整流管的驅動開通電壓為4V左右,電路輸出電壓為3.3V,輸出端相當于一個降壓型電路,占空比最大為0.5,所以變壓器副邊電壓至少為6.6V。因為MOSFET的柵-源間的硅氧化層耐壓有限,一旦被擊穿則永久損壞,所以實際上柵-源電壓最大值在20~30V之間,如電壓超過20V,應該在柵極上接穩(wěn)壓管。

實驗結果和波形分析
   
開關管S1和S的Uds波形如圖3所示,RefA為S管壓降波形,50V/div,RefB為S1管壓降波形,50V/div。電路此時工作在Vin=60V左右,S1和S的開關應力大概為120V,D=0.5左右。圖4為變壓器輸出電壓,也就是同步整流管SR1和SR的驅動信號,正的部分為SR的驅動信號,負的部分為SR1的驅動信號。實驗所得波形和分析的波形基本吻合,只是在開關轉換瞬間,電壓有小尖峰,這是由電路的雜散參數(shù)引起的。該電路的工作效率經(jīng)過測量大約在90%左右,基本達到設計的要求。

開關管S和S1的uds波形
圖3:開關管S和S1的uds波形

同步整流管的驅動波形
圖4:同步整流管的驅動波形

3.3V/20A的開關電源的設計表明,有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設計中,不加PFC電路時,能夠取得很高的效率。

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