兩路并聯(lián)使得輸出電壓占空比也增加了一倍，其整流側(cè)輸出電壓占空比可以在0～1之間變化，提高了電路響應速度；在同樣輸出電流的情況下，整流、續(xù)流二極管平均電流減小，有利于選取反向恢復時間更短的快恢復二極管。

WEDM用脈沖電源的作用是把工頻交流電流轉(zhuǎn)換成一定頻率的單向脈沖電流，供給電極放電間隙所需要的能量以蝕除金屬。本文提出的電流型電火花線切割加工電源前級電路恒流輸出DC/DC變換器，其電路拓撲采用雙管正激交錯并聯(lián)結(jié)構，故稱為恒流輸出雙管正激交錯并聯(lián)DC/DC變換器。其電壓應力等于電源輸入電壓，通過兩個二極管來構成勵磁電流回路，使能量回饋至電源。

設計方案

主電路結(jié)構如圖１所示。M1、M2、D1、D2構成一路雙管正激電路，M3、M4、D3、D4構成另一路雙管正激電路，D5、D6分別為兩路雙管正激電路的整流二極管，D7為續(xù)流二極管，L為輸出濾波電感，C1、C2分別為輸入、輸出濾波電容。

DC/DC變換器設計的最中心工作就是設計高頻變壓器。下面僅介紹高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感的設計，最后介紹計算輸入電路、控制部分。

圖１：恒流輸出雙管正激交錯并聯(lián)DC/DC變換器

高頻脈沖變壓器的設計

①脈沖變壓器原副邊匝比N的確定

為了滿足在輸入電壓變化范圍內(nèi)都能夠得到所要求的輸出電流，高頻變壓器的變比應按輸入電壓最低，輸出功率最大情況來選擇。此種情況下，變換器工作在最大占空比狀態(tài)，且電源工作在放電周期里。

設單路前級變換器的開關頻率為fs,開關周期T=1/fs,取最大占空比DMAX=0.45，則單路開關管最大導通時間為Tonmax=DmaxT。

②確定繞組線徑

60A/25V樣機，流過副邊的電流有效值為：

動，變壓器副邊電流峰值為：Ismax=IL=60A。原邊電流幅值為：Ipmax=Ismax+Iμ。

其中，Ismax為副邊電流峰值折算到原邊所得的電流值。Iμ為磁化電流，取Iμ=5%Ismax，則：

標稱直徑0.6mm(面積為0.283mm2)的漆包線，7股并繞，則原邊實際導線總面積為：
Sμ1=7×0.283=1.981mm2
副邊用厚0.4mm、寬30mm的紫銅帶繞制。副邊實際導線總面積為：
Sμ2=0.4×30=12mm2

③ 校核窗口面積

合理。

輸出濾波電感的設計

① 輸出濾波電感值的確定
取輸出濾波電感的最大電流脈動量為2%,并設電感電流連續(xù)，則△iLon=△iLoff=2%ILav，ILav為電感電流平均值。
實際設計中，取L=25μF。

②繞組線徑為0.467mm

③ 校核窗口：
Kμ=NSμ/Q=(12×15×10-6)/（4.857×10-4）=0.371，能繞下。

輸入電路設計

① 輸入濾波電容設計

輸入濾波電容計算公式為C=I•t/△V。           
其中，I為輸入電流，單位為A；t為電容提供電流的時間，單位為S；△V為所允許的峰-峰值紋波電壓，單位為V。對于60A/25V樣機，有：

μF，用三個560μ/400V的電解電容并聯(lián)。為了濾除高頻紋波，需再并聯(lián)一個小容量的高頻無感電容。

② 功率晶體管的選取

最大漏源電壓：UDSmax=Uinmax =353.5V。
峰值電流：IDSmax=Ipmax=9.69A
以上計算是理想結(jié)果，實際的電路中由于高頻變壓器存在漏感，回路中還有引線電感，在開關管關斷瞬間會引起較大的電壓尖峰。因此，選用開關管反向耐壓應留有足夠的裕度。本設計選用IR公司的功率MOSFET IR460。

③ 浪涌電流抑制設計

浪涌電流主要是由濾波電容充電引起的。在開關管開始導通的瞬間，電容對交流電呈現(xiàn)出很低的阻抗。一般情況下，只是電容的ESR值，而電容性能穩(wěn)定情況下，該ESR值是很小的，從而導致浪涌電流可接近幾百安培。所以設計時必須在電源的輸入端采取一些限流措施，將浪涌電流減小到允許的范圍之內(nèi)。本設計采用熱敏電阻技術限制浪涌電流。選取合適的熱敏電阻，可以保證在負載電流達到穩(wěn)定狀態(tài)時，熱敏電阻的阻值最小。

④ 輸入瞬間電壓保護設計

一般情況下，交流電網(wǎng)上的電壓為115V或230V左右，但有時也會有高壓的尖峰出現(xiàn)。如電網(wǎng)附近有電感性開關，暴風雨天氣時的雷電現(xiàn)象，都是產(chǎn)生高壓尖峰的因素。雖然電壓尖峰持續(xù)的時間很短，但是它卻有足夠的能量給開關電源的輸入濾波器、開關晶體管等造成致命的損壞。

最通用的抑制干擾高壓器件是金屬氧化物壓敏電阻 (MOV)瞬態(tài)電壓抑制器。將壓敏電阻并聯(lián)在輸入交流電壓兩端。當高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時，它的阻抗急劇減小到一個值，高壓從其上經(jīng)過，從而消除尖峰電壓使輸入電壓達到安全值。

控制電路的設計

變換器的控制電路是變換器的重要組成部分，直接影響到變換器的技術性能。一般講，控制電路包括調(diào)壓控制和保護兩部分。控制電路必須考慮到如下一些基本要求及功能：變換器是一閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)，所以與一般調(diào)節(jié)系統(tǒng)一樣，要求控制電路應具有足夠的回路增益，能在允許的輸入電網(wǎng)電壓、負載及溫度變化范圍內(nèi)，輸出電壓穩(wěn)定度達到規(guī)定的精度要求，即靜態(tài)精度指標。同時，還必須滿足動態(tài)品質(zhì)要求，如穩(wěn)定性及動態(tài)響應性能。因此，需要加適當?shù)男ＵW(wǎng)絡或采用多反饋技術。要滿足獲得額定的輸出電壓及調(diào)節(jié)范圍的要求。此外，還應具有軟啟動功能及過壓、過流等保護功能。必要時還要求實現(xiàn)控制電路輸出與反饋輸入之間的隔離。

為保持變換器的輸出電壓穩(wěn)定，通常采用占空比控制技術。改變占空比的調(diào)節(jié)方式有脈寬調(diào)制(PWM)和脈頻調(diào)制(PFM)兩種方式。脈寬調(diào)制是在工作頻率不變(即工作周期不變)情況下，通過改變晶體管或場效應管導通時間或截止時間來改變占空比，應用較普遍。脈頻調(diào)制是采用恒定導通時間、可變截止時間或恒定截止時間、可變導通時間來實現(xiàn)占空比的改變。

過去，控制電路中各單元電路多采用分立元件及單片集成塊。隨著微電子技術的發(fā)展，近年來已研制出各種集成脈寬調(diào)制控制器，這些集成塊包含了控制電路的全部功能，只需加少量元件就能滿足要求。這不僅簡化了設計計算，且大幅度地減少了元器件數(shù)量和連接焊點，使變換器的可靠性大大提高。

主功率管驅(qū)動電路設計

功率MOSFET是一種電壓控制器件，沒有少數(shù)載流子的存儲效應，輸入阻抗高，因而開關速度可以很高，驅(qū)動功率小。但為了得到最佳控制性能，需要精心設計驅(qū)動電路。根據(jù)要求，我們設計了如圖2所示的驅(qū)動電路，該驅(qū)動電路采用兩對圖騰柱式推拉驅(qū)動。

圖2：主功率管的驅(qū)動電路