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同步升壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中MOSFET的選擇要素分析

發(fā)布時(shí)間:2012-02-22

中心議題:

  • 同步升壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中MOSFET的損耗分析
  • 同步升壓轉(zhuǎn)換器的MOSFET選擇策略

解決方案:

  • 最優(yōu)化門極驅(qū)動(dòng)電壓
  • 最優(yōu)化電源輸入電壓
  • 最優(yōu)化工作條件


在個(gè)人計(jì)算機(jī)應(yīng)用領(lǐng)域,隨著為核心DC-DC轉(zhuǎn)換器開發(fā)的同步升壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率向著1MHz-2MHz范圍轉(zhuǎn)移,MOSFET的損耗進(jìn)一步增加。鑒于大多數(shù)CPU需要更大的電流和更低的電壓,這種問題被復(fù)雜化了。如果你考慮其它支配損耗機(jī)制的參數(shù),如電源輸入電壓和門極電壓,我們就要處理更為復(fù)雜的現(xiàn)象。但是,這并不是問題的全部,我們還會(huì)遇到可能造成損耗極大惡化并降低電源轉(zhuǎn)換效率(ξ)的二次效應(yīng)。

這些二次效應(yīng)包括擊穿損耗和因像電容和電感等效串聯(lián)電阻(ESR)、電路板電阻及電感、MOSFET封裝寄生電感所這樣的寄生電阻引起的損耗。其它二次損耗機(jī)制是MOSFET的電極電容之間的充電和放電,包括門極-源極間電容(Cgs)、米勒門極漏極電容(Cgd)和漏極-源極間電容(Cgs)。

隨著頻率越來越高,因體二極管反向恢復(fù)造成的損耗會(huì)更為顯著,必須加以考慮。現(xiàn)在,很顯然選擇同步升壓轉(zhuǎn)換器的MOSFET不再是一項(xiàng)微不足道的練習(xí),它需要可靠的方法來選擇最佳的組合,并結(jié)合對上述所有問題的深入理解。本文將詳細(xì)地討論所有這些效應(yīng)并將向您演示如何作出這種選擇。

傳導(dǎo)損耗

由于電流流過MOSFET的Rdson會(huì)產(chǎn)生器件的電阻損耗,圖1所示的MOSFET的損耗M1和M2可以由下列兩個(gè)方程來計(jì)算:


其中:PCHS =高側(cè)(HS) MOSFET傳導(dǎo)損耗;PCLS=低側(cè)(LS) MOSFET傳導(dǎo)損耗;Δ =占空周期 ≈ Vout/ Vin;Iload = 負(fù)載電流;Rdson = MOSFET開電阻;Vin = 電源輸入電壓;Vout =輸出電壓。因?yàn)?Δ and Iload由應(yīng)用來決定,Rdson必須選擇為盡可能地小。


圖1:簡化的同步升壓轉(zhuǎn)換器顯示了MOSFET的寄生電感。


動(dòng)態(tài)損耗

動(dòng)態(tài)損耗是由HS和LS MOSFET開關(guān)造成的損耗,這些損耗可以通過下列兩個(gè)方程來計(jì)算:


其中:PDHS = HS MOSFET動(dòng)態(tài)損耗;PDLS = LS MOSFET動(dòng)態(tài)損耗;tr = 上升時(shí)間;tf = 下降時(shí)間;fs = DC-DC 轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率;Vd = 體二極管開電壓;

其它參數(shù)與上述參數(shù)一致。顯然,我們需要把MOSFET的上升和下降時(shí)間最小化。這兩個(gè)參數(shù)取決于于米勒電容,它通常由門極-漏極間電荷(Qgd)來表示,其中,Qgd越低,就會(huì)導(dǎo)致MOSFET的開關(guān)速度越快。
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LS MOSFET中的開關(guān)損耗與傳導(dǎo)損耗相比寧可忽略不計(jì), 因?yàn)閂in為12V而Vd大約為1V。

在這種情形下,對HS MOSFET我們必須選擇具有盡可能最低的Qgd。通過隔離Rdson做不到這一點(diǎn),因?yàn)樗鼈兠恳粋€(gè)都取決于裸片的面積。大多MOSFET制造商設(shè)計(jì)MOSFET器件時(shí)滿足了HS或LS MOSFET的要求,但是,實(shí)際上打擊了開關(guān)速度和MOSFET開電阻之間的折衷要求,即Qgd和低的Rdson。


圖2:HS MOSFET功率損耗,Z軸是X軸電流和Y軸開關(guān)頻率的函數(shù)。


圖2所示為HS MOSFET的功率損耗。顯然,大電流和高頻率的組合會(huì)快速導(dǎo)致高損耗。對MOSFET的正確選擇是從根本上關(guān)注整體的高電源轉(zhuǎn)換效率(ζ)和高可靠性。

反向恢復(fù)損耗

另外一種損耗機(jī)制是因?yàn)轶w二極管恢復(fù)造成的損耗。這是由于HS MOSFET使“打開”狀態(tài)進(jìn)入體二極管所致。體二極管要無限長時(shí)間才能關(guān)閉,在這段時(shí)間HS MOSFET就會(huì)出現(xiàn)損耗。反向恢復(fù)損耗可以由下列方程計(jì)算:

其中:Qrr=反向恢復(fù)電荷。

此外,這種損耗機(jī)制依賴于開關(guān)頻率fs,因?yàn)樗悄撤N形式的開關(guān)損耗。盡管反向恢復(fù)因LS MOSFET體二極管所致,損耗卻發(fā)生在HS MOSFET中。

在此,對LS MOSFET的選擇準(zhǔn)則是獲得盡可能最低的Qrr及合適的Rdson。


圖3:因反向恢復(fù)造成的功率損耗。

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擊穿損耗

當(dāng)LS MOSFET由門極驅(qū)動(dòng)器關(guān)閉而HS MOSFET正被打開時(shí),就會(huì)遇到擊穿損耗。在轉(zhuǎn)換期間,門極-漏極間電容通過由Cgd和Rg//Cgs組成的潛在的分壓器把漏極電壓耦合到門極。如果這個(gè)耦合電壓大于門限電壓Vgth,那么,LS MOSFET將為打開,從而產(chǎn)生一條流過HS和LS MOSFET的低阻的電流通路,最終造成過度損耗。支配相對于地的門極電壓的方程如下所示:

其中:Vg (t) =門極電壓;a = 漏極電壓的擺率;Rg = 包括門極驅(qū)動(dòng)器的總門極電阻;Cgs = 門極與源極之間的電容;Cgd = 門極與漏極之間的電容;顯然,Cgd越大,則耦合電壓越大。


圖4:擊穿。


取上述方程的極限為:

即無限大的擺率給出方程:

上述方程表達(dá)了無交叉?zhèn)鲗?dǎo)情況下的理論最壞情形。如果在最壞情形的參數(shù)范圍內(nèi)—即最小Cgs、最大Cgd和最小Vgth—MOSFEI滿足這種條件,那么,在任何應(yīng)用中都觀測不到交叉?zhèn)鲗?dǎo)。

圖5是一張示波器的圖形,其中,上部的蹤跡是LS MOSFET漏極電壓,下部的蹤跡是LS MOSFET的門極電壓。如果觀測到的LS MOSFET的門極電壓(綠色蹤跡)達(dá)到一個(gè)大于Vgth的電壓,那么,我們就可以觀測到擊穿和ζ的損耗。理想情況下,你需要峰值為幾百毫伏。下面的蹤跡是擊穿的典型指紋,讓我們能夠通過測量門極到源極之間的電壓來識別問題。


圖5:識別擊穿。

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門極電感的影響

門極驅(qū)動(dòng)電路的電路版圖設(shè)計(jì)對于設(shè)置合適的MOSFET開關(guān)頻率是極為重要的。圖6是Z軸上的門極電壓的、Y軸上的門極電感和X軸上的時(shí)間的三維表示。該圖顯示了門極引腳電容對波形的動(dòng)態(tài)影響。門極電壓振鈴可能造成不穩(wěn)定的開關(guān),從而導(dǎo)致效率ζ的損失并加大電磁輻射。 門極引腳必須保持盡可能地短以避免該影響。


圖6:門極驅(qū)動(dòng)振鈴。


最優(yōu)化門極驅(qū)動(dòng)電壓

門極驅(qū)動(dòng)電壓幅度以下列方式控制MOSFET的開關(guān)性能:

  • 門極驅(qū)動(dòng)電壓越高,意味著電容充電和放電損耗就越高,由下式給出:Pcloss=CXV2Xfs
  • 驅(qū)動(dòng)電壓越高,以為著Rdson越低,因此,電源損耗就越低,從而提高ζ;
  • 門極電壓幅度也會(huì)影響MOSFET的上升和下降時(shí)間。

滿足所有上述條件并產(chǎn)生最高ζ的最優(yōu)化門極驅(qū)動(dòng)幅度,可以在實(shí)驗(yàn)中利用不同的電壓幅度確定的最佳性能點(diǎn)來確定。根據(jù)對問題的數(shù)學(xué)求解,圖7給出了一個(gè)在Z軸上的最優(yōu)化門極驅(qū)動(dòng)電壓的三維圖形,它是X上漏電流和Y軸上開關(guān)頻率的函數(shù)。顯然,門極驅(qū)動(dòng)電壓永遠(yuǎn)不能超過數(shù)據(jù)表針對高可靠性工作所推薦的電平。


圖7:最優(yōu)化門極驅(qū)動(dòng)電壓。

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最優(yōu)化電源輸入電壓

用于電腦市場的DC-DC轉(zhuǎn)換器的電源輸入電壓的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)是12V,但是,這是最優(yōu)化的數(shù)值嗎?為了幫助回答這個(gè)問題,讓我們考察輸入電壓對ζ的影響:

  • 較高的電源輸入電壓顯然被轉(zhuǎn)換為來自電源的較低電流及AC-DC轉(zhuǎn)換器的高ζ值(銀盒)。
  • 電源輸入電壓越高,意味著在HS MOSFET中的動(dòng)態(tài)損耗也越高。
  • 電源輸入電壓越高,意味著在LS MOSFET中因占空周期的增加所造成的傳導(dǎo)損耗就越高。

最優(yōu)化輸入電壓可能由實(shí)驗(yàn)或數(shù)學(xué)導(dǎo)出。圖8所示為最優(yōu)化輸入電壓在Z軸上的三維表示,它是Y軸上的負(fù)載電流和X軸上的開關(guān)頻率的函數(shù)。電源輸入電壓電平由針對電腦市場的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)確定。如果你正在設(shè)計(jì)一個(gè)兩級隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器,在為你的特定的應(yīng)用確定最優(yōu)化中間電壓的過程中,就值得做這種考慮。


圖8:最優(yōu)化的電源輸入電壓。


器件封裝

當(dāng)選擇針對你的應(yīng)用的器件時(shí),你要控制的其他參數(shù)就是封裝。功率MOSFET可用的最流行封裝分別是SO8、DPAK、D2PAK及其它形式的封裝。封裝參數(shù)中最重要的是:

  • 封裝熱阻:這明顯限制了功耗并控制了封裝中的散熱設(shè)計(jì)方案;
  • 要盡可能選擇最小的熱阻;
  • 封裝寄生電感:由MOSFET提取的封裝寄生電感對開關(guān)速度有極大的影響,并最終影響動(dòng)態(tài)損耗。寄生電感越小,開關(guān)時(shí)間就越短;
  • 封裝寄生電阻:該參數(shù)通常隱藏在Rdson數(shù)值之中;

對給定應(yīng)用的最佳封裝應(yīng)該具有最低的寄生參數(shù)和熱阻,與此同時(shí),滿足特定的要求。

最優(yōu)化工作條件

利用Maple計(jì)算軟件,為學(xué)習(xí)和掌握電源電路中諸如MOSFET這樣的物理現(xiàn)象提供了非常激動(dòng)人心和有效的工具。根據(jù)上述討論,我們可以說,開關(guān)頻率、門極驅(qū)動(dòng)、電源輸入電壓以及電路的布局布線等基本選擇極大地影響MOSFET開關(guān)器件的損耗以及整體轉(zhuǎn)換效率。這些選擇必須做到以最小化這些損耗。

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