在三相正弦波逆變器瞬中瞬態(tài)共同導通往往是被忽略的問題，因為瞬態(tài)過程很難捕捉。

以半橋變換器為例，其典型驅(qū)動電路如下圖a)所示，理想的柵極電壓波形如下圖(b)所示。

但是，在實際測試中的柵極電壓波形則如下圖所示。

圖中，圓圈處的電壓尖峰就是其中一個MOSFET開通時，引起處于關(guān)閉狀態(tài)的另一個MOSFET的柵極電壓尖峰。如果這個電壓尖峰超過MOSFET的導通閾值電壓(特別是在結(jié)溫較高時，閾值電壓下降到常溫的2/3)，原處于關(guān)斷的MOSFET將被觸發(fā)導通，就會產(chǎn)生橋臂的兩個MOSFET瞬態(tài)共同導通現(xiàn)象，即使僅導通數(shù)十納秒也很可能損壞MOSFET。由于使MOSFET損壞的時刻是隨機的，故通常很難找到故障的真正原因。

產(chǎn)生這種現(xiàn)象的根本原因是MOSFET漏極電壓迅速上升，并產(chǎn)生電容電流，通過MOS-FET的反向傳輸電容與輸入電容分壓，在MOSFET的柵一源極間產(chǎn)生電壓。

1、瞬態(tài)共同導通產(chǎn)生的原因與分析

可以通過MOSFET的動態(tài)模型進行分析，MOSFET的動態(tài)模型如下圖所示。

圖中，Cgs、Cgd、Cds、Rg分別為MOSFET內(nèi)部的的柵/源電容、柵/漏電容、輸出電容和MOSFET的柵極體電阻。

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在VF1開通階段，盡管VF2處于關(guān)斷狀態(tài)，VF2的寄生二極管導通續(xù)流。由于VF1的開通，VF2的漏極電壓急速上升，這個高幅值的dv/dt將通過VF2的寄生參數(shù)對VF2的柵極電壓造成影響，其等效電路如下圖所示。

圖中的Rext為驅(qū)動電路內(nèi)阻和驅(qū)動電路與MOSFET間串聯(lián)電阻之和。

由于MOSFET在開通時并不能立即導通，因此可認為是一個線性上升的函數(shù)。這一階段的等效電路如下圖(a)和下圖(b)所示，同時可以認為VF2的柵極電壓為O。

圖(b)的等效電路變?yōu)橐粋€簡單的RC回路，其節(jié)點和回路方程為

解式(18-8)的微分方程，開通過程完成時幅值最大，即t=Tm時，其Vgsmax為

很顯然，Vgsmax的幅值為V通過Cgd、Cgs所得到的分壓值。

當C.dv/dt引起的柵極電壓超過了VF2的導通閾值電壓，在VF1開通時，VF2也將開通。這樣，輸入電源將經(jīng)過VF1、VF2流過一個大的穿通電流，同時，VF1還承擔負載電流。

這樣，VF1、VF2的功耗增加，又導致結(jié)溫升高，使整個電源的效率下降，甚至會損壞MOSFET。

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解決方案

綜上所述，需要采取措施消除由于C.dv/dt造成的誤導通。其基本方法為：盡可能地采用Crss/Ciss比值小的MOSFET；降低Rt. (Cgdd+Cgs)時間常數(shù)，即減小Rt的阻值；減緩MOS-FET漏極電壓的上升速率；采用負極性電壓維持MOSFET的關(guān)斷，將C.dv/dt所產(chǎn)生的電壓尖峰施加負的初始電壓，使其峰值不超過MOSFET的導通閾值電壓Vth。

采用Crss/Ciss比值小的MOSFET

實際上，早期MOSFET的Cgd/(Cgd+Cgs)的比值往往小于Vth/Vm的比值，如400V/10A的IRF740，其Cgd為 120pF；Cgs為1400pF；Cgd/(Cgd+Cgs)為0.0789，這個數(shù)值遠高于IRF740的3.5V的導通閾值電壓與180~200V 峰值漏極電壓變化值的比值。因此在驅(qū)動速度極快時，引起IRF740誤導通的柵極電壓最高可以達到約14V。如果不加以限制，誤導通將是必然的。

如果選用近幾年問世的低柵極電荷的MOSFET，這種情況將大大改善，如ST的STP12NM50的Cgd為20pF，Cgs為 lOOOpF，Cgd/(Cgd+Cgs)為0.0196，約為Vth/Vm，即使在快速驅(qū)動條件下也不會產(chǎn)生誤導通現(xiàn)象。因此，選擇性能優(yōu)異的 MOSFET是第一選擇。

也可以采用加大MOSFET柵一源間外加電容的方式減小Crss/Ciss比值，但是這樣將降低MOSFET的開關(guān)速度，增加開關(guān)損耗。這種方式僅限于早期的MOSFET橋式變換器的應用，從提高變換器效率角度考慮，一般不推薦采用。

采用高導通電壓閾值的MOSFET和雙極性電壓驅(qū)動

提高MOSFET的導通電壓閾值也是抑制或消除MOSFET誤導通的一個好辦法。如果將常溫導通閾值電壓從3.SV提高到4~4.5V，則MOSFET 誤導通的可能性就會大大降低。對于耐壓在400V以上的MOSFET，比較高的導通閾值電壓一般不會引起MOSFET損耗的增加。

在功率較大的橋式變換器的應用中經(jīng)常采用雙極性電壓驅(qū)動，即在MOSFET關(guān)斷期間，MOSFET柵極一源極電壓保持在負極性電壓值。這樣，MOSFET誤導通就從原來MOSFET本身的導通閾值電壓變?yōu)閷ㄩ撝惦妷杭迂撈秒妷?。例如，采?15V關(guān)斷電壓值，則令MOSFET誤導通的電壓至少要達到18.5V，這是幾乎不可能達到的干擾電壓值。下圖所示的實測柵極電壓波形證實了這一點。

從圖中可以看到，上圖形中的誤導通電壓值接近4.5V，已經(jīng)超過MOSFET的導通電壓閾值，出現(xiàn)瞬態(tài)共同導通現(xiàn)象。在圖波形中，僅有不到1V的電壓尖峰，甚至可以完全消除這個尖峰。其原因是低驅(qū)動回路阻抗與負電壓的共同作用強有力地抑制了柵一源極間的dv/dt和電壓幅值。

因此，即使采用-5V甚至-2V的關(guān)斷偏置電壓，也可以確保消除瞬態(tài)共同導通想像。

這種解決方案的缺點是電路相對復雜，電路成本略高于其他解決方案。但是這種解決方案是最有效的。

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