【導(dǎo)讀】隨著電力電子應(yīng)用越發(fā)趨于高壓與高功率密度，單個模塊已經(jīng)無法滿足其需求，功率器件的并聯(lián)應(yīng)用由于其經(jīng)濟(jì)性與可行性成為了解決該矛盾的有效方法。然而，并聯(lián)系統(tǒng)的總體布局無法達(dá)到完全的對稱，使得理想化的靜、動態(tài)電流分布難以實(shí)現(xiàn)進(jìn)而限制了并聯(lián)器件的利用率。
摘要
隨著電力電子應(yīng)用越發(fā)趨于高壓與高功率密度，單個模塊已經(jīng)無法滿足其需求，功率器件的并聯(lián)應(yīng)用由于其經(jīng)濟(jì)性與可行性成為了解決該矛盾的有效方法。然而，并聯(lián)系統(tǒng)的總體布局無法達(dá)到完全的對稱，使得理想化的靜、動態(tài)電流分布難以實(shí)現(xiàn)進(jìn)而限制了并聯(lián)器件的利用率。本文主要分析和比較了驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)和功率回路耦合特性對于并聯(lián)IGBT均流特性的影響，并通過試驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。
引 言
作為一種電壓控制型器件，絕緣柵雙極型晶體管(insulated-gate bipolar transistor，IGBT)由于其通態(tài)壓降低、開關(guān)速度高、通流能力強(qiáng)等特點(diǎn)，在軌道交通、可再生能源和工業(yè)傳動等領(lǐng)域中應(yīng)用廣泛。考慮到成本及系統(tǒng)的復(fù)雜度，通常會以功率器件并聯(lián)的方式提高功率變流器的電流容量[1]，與此同時，各廠商還會優(yōu)化器件的內(nèi)部結(jié)構(gòu)以及在驅(qū)動電路的并聯(lián)控制能力上投入資源以滿足用戶的需求[2]。具有低寄生電感、高功率密度、可擴(kuò)展性和模塊化特點(diǎn)的LinPak[3-4],XHP[5-6],LV/HV100等半橋模塊可以為提升并聯(lián)系統(tǒng)電流密度及節(jié)約成本提供助力[7-8]。盡管半橋IGBT模塊上、下橋臂間的寄生參數(shù)得到了有效抑制，來自直流側(cè)母排和負(fù)載路徑的寄生電感仍會對均流特性產(chǎn)生較大影響，因此，分析驅(qū)動方式和功率回路寄生參數(shù)在均流特性上產(chǎn)生的影響對于進(jìn)一步提升并聯(lián)系統(tǒng)的功率密度及可靠性具有重要意義[9]。
本文在第二章節(jié)對于兩種常用于IGBT并聯(lián)的驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行了討論，并在下一章節(jié)通過理論公式推導(dǎo)和電路仿真，就耦合產(chǎn)生的互感對于并聯(lián)系統(tǒng)均流特性的影響進(jìn)行了分析，隨后，通過試驗(yàn)比較了兩種并聯(lián)驅(qū)動方式的差異并驗(yàn)證對于功率回路耦合特性的相關(guān)分析。
驅(qū)動方式對于并聯(lián)IGBT的影響
現(xiàn)有的商業(yè)化IGBT并聯(lián)驅(qū)動電路可簡單地分為單核驅(qū)動和多核驅(qū)動兩種，此處的單核驅(qū)動是指僅將控制信號通過一個驅(qū)動核隔離、放大后經(jīng)過各IGBT上安置的適配板實(shí)現(xiàn)其并聯(lián)開關(guān)，當(dāng)各并聯(lián)IGBT的適配板僅含有門極驅(qū)動電阻、門極電容以及用于過流保護(hù)的二極管等無源器件時驅(qū)動核與適配板間引線長度的不一致會對并聯(lián)IGBT的動態(tài)均流特性產(chǎn)色較大的影響（如圖1(a)左側(cè)部分所示）。在增添了推挽結(jié)構(gòu)后（如圖1(a)右側(cè)部分所示），由于驅(qū)動輸出側(cè)更加靠近門極，使得引線長度差異引起的不均流得到了更好的抑制[10-14]。
本文中的多核驅(qū)動（如圖1(b)所示）通過設(shè)置互相磁隔離的分立驅(qū)動單元方式實(shí)現(xiàn)各IGBT模塊門極驅(qū)動信號間的解耦。這種結(jié)構(gòu)通常對于各分立單元間驅(qū)動信號的一致性有著較高的要求，僅幾十納秒的延遲差異或幾百毫伏的門極電壓差異都會引發(fā)嚴(yán)重的動態(tài)不均流問題。雖然單核驅(qū)動方式在成本和電路復(fù)雜程度上較于多核驅(qū)動方式具有一定的優(yōu)勢，但該種驅(qū)動方式下，驅(qū)動信號回路與功率回路均存在公共點(diǎn)，由此而引入的環(huán)路問題將會對門極電壓產(chǎn)生較大的影響。
功率回路結(jié)構(gòu)對并聯(lián)IGBT的影響
當(dāng)并聯(lián)IGBT在較小感性負(fù)載（本次研究中為20μH）下處于通態(tài)時，并聯(lián)IGBT所在支路間以及并聯(lián)IGBT支路與負(fù)載所在路徑間的磁耦合將會對并聯(lián)IGBT的靜態(tài)均流特性帶來消極的影響。由于負(fù)載電感值遠(yuǎn)大于功率回路寄生電感，假設(shè)剛進(jìn)入通態(tài)時各并聯(lián)IGBT的集電極電流變化率幾乎相等，各并聯(lián)支路的壓降可以表示為:
考慮了寄生電感L’σi與Lσc，它們可與互感系數(shù)Mi一同對耦合效應(yīng)進(jìn)行描述，其中L’σi表示在空間上與負(fù)載線纜平行的導(dǎo)體的自感，它們包括IGBT模塊內(nèi)部的母排或平面導(dǎo)體以及模塊外部的疊層母排和匯流銅排等。相對地，Lσi表示支路中與負(fù)載線纜在空間上相垂直的導(dǎo)體的自感。當(dāng)各并聯(lián)IGBT所在支路具有較為接近的幾何尺寸且對稱分布時，可以近似地認(rèn)為Lσ1=Lσ2=Lσ3=Lσ4且L’σ1=L’σ2=L’σ3=L’σ4。由于L’σi與Lσc間存在磁耦合，與構(gòu)成vC’E’的其它電壓方向相反的感應(yīng)電壓Mi·(diL/dt)將存在于各支路上。互感系數(shù)通常與導(dǎo)體的尺寸與兩導(dǎo)體間距離的比值有關(guān)，而在導(dǎo)體尺寸保持不變的情況下，兩導(dǎo)體距離越近，互感系數(shù)Mi的越大，進(jìn)而使得此時刻對應(yīng)通態(tài)飽和壓降VCEi越大，與之對應(yīng)的集電極電流也會越大。實(shí)際上，各并聯(lián)支路間的互感也會在一定程度上對均流特性產(chǎn)生影響[15-17]，本次研究則更多地關(guān)注并聯(lián)IGBT所在支路與負(fù)載路徑將的耦合效應(yīng)。
圖2.考慮耦合效應(yīng)的并聯(lián)等效電路
圖3.負(fù)載線纜及單個IGBT內(nèi)部結(jié)構(gòu)示意
互感系數(shù)Mi在用于連接并聯(lián)IGBT的母排和IGBT封裝內(nèi)部的部分導(dǎo)體上均有所體現(xiàn)，例如在圖3[18]中，屬于IGBT內(nèi)部的“collector plane”和“emitter plane”與負(fù)載線纜亦存在著磁耦合。因此，對于負(fù)載線纜與IGBT支路（包括“collector/emitter plane”及IGBT封裝外部的母排）間互感的分析可簡化為圖4所示的結(jié)構(gòu)，負(fù)載線纜和IGBT支路可以分別簡化為一根流過電流為IL長直導(dǎo)線和一塊矩形金屬薄片（“d”和“l(fā)”分別為金屬薄片的寬度和長度）。
圖4.簡化后模型示意
通過在式（2）和式（3）中計算的磁感應(yīng)強(qiáng)度與磁通量，互感系數(shù)M可以通過式（4）得到，該式表明互感系數(shù)M與負(fù)載線纜和IGBT支路間的距離以及支路的幾何尺寸有關(guān)，當(dāng)負(fù)載線纜與支路間的水平距離縮小到一定程度時將會有效地影響互感系數(shù)M的大小。
考慮到負(fù)載線纜與IGBT支路幾乎在同一水平面這一較為嚴(yán)重的磁耦合情況，由此列舉的兩類耦合方式如圖5所示?；ジ邢禂?shù)M的求解可以轉(zhuǎn)化為式（5）所示的形式，考慮實(shí)際應(yīng)用時的尺寸及計算的簡化，每個IGBT支路被近似為長度l為290mm的矩形金屬薄片。為了進(jìn)一步簡化計算，考慮各并聯(lián)IGBT以互相緊靠的方式完成安置，式（5）中負(fù)載線纜與IGBT支路間的水平距離“a”的值被設(shè)定為支路導(dǎo)體寬度“d”的倍數(shù)。若要在此基礎(chǔ)上進(jìn)行更為的計算，則需要考慮構(gòu)成IGBT所在支路中每一部分導(dǎo)體上的互感
耦合類型A
耦合類型B
圖5.兩種耦合類型示意
通過近似計算，得到了耦合類型A中各并聯(lián)IGBT支路的互感系數(shù)：M1≈40nH,M2≈17nH,M3≈11nH, M4≈9nH；類似地，耦合類型B中：M1≈20nH, M2≈64nH,M3≈64nH,M4≈20nH。
如圖6所示，通過PSpice軟件對兩類耦合方式搭建測試電路進(jìn)行了仿真。憑借“ANALOG”庫中的“K_Linear”元件以及用于代替IGBT的理想開關(guān)，負(fù)載線纜與各IGBT所在支路間的耦合效應(yīng)得以實(shí)現(xiàn)，耦合類型A和B對應(yīng)的靜態(tài)電流分布分別如圖7和圖8所示。
圖6.仿真電路
通過在式（6）中定義不均衡度δ以衡量均流特性。結(jié)合仿真波形與式（6）進(jìn)行計算，可得到總電流接近1000A時，耦合類型A中不均衡度δ=12.09%，同樣可得到耦合類型B中不均衡度δ=17.66%。在圖5(a)所示結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，將負(fù)載線纜與T1管間的水平距離增加至“3d”（即a1=3d,a2=5d, a3=7d,a1=9d）得到了圖9所示的電流分布，其不均衡度δ=4.33%，各支路互感系數(shù)M1≈17nH, M2≈11nH,M3≈9nH,M4≈6nH。
圖7.耦合類型A靜態(tài)電流分布
圖8.耦合類型B靜態(tài)電流分布
圖9.耦合類型A’靜態(tài)電流分布
測試方案及實(shí)驗(yàn)結(jié)果
為了實(shí)際觀測兩種驅(qū)動方式的工作特性，搭建了由英飛凌FF450R33TE3模塊組成的并聯(lián)特性雙脈沖測試平臺如圖10所示。由于示波器通道限制，觀測對象為T1管門極電壓以及T1、T2、T3管下橋臂的集電極電流（使用羅氏線圈進(jìn)行測量）。兩種驅(qū)動方式下的測試波形如圖11所示（測試時母線電壓為1000V，總電流為1000A）。
圖10.并聯(lián)特性雙脈沖測試平臺
通過圖11可知，單核驅(qū)動方式下并聯(lián)IGBT的集電極電流在開關(guān)過程中開始上升或下降的一致性較好，但門極電壓易受到環(huán)路電流的影響產(chǎn)生振蕩；多核驅(qū)動方式下的門極電壓雖然更加穩(wěn)定，在開通過程中由于各門極電壓達(dá)到閾值的時刻不一致使得集電極電流開始上升的時刻存在近180ns的差異。觀測到的靜態(tài)不均流現(xiàn)象主要于功率回路磁耦合效應(yīng)，它的相關(guān)驗(yàn)證將在接下來的內(nèi)容中進(jìn)行說明。
單核驅(qū)動測試波形
多核驅(qū)動測試波形
圖11.兩種驅(qū)動方式下雙脈沖測試波形示意
圖5(a)和圖5(b)對應(yīng)的兩類耦合類型在雙脈沖測試下的靜態(tài)均流特性如圖12(a)和圖12(b)所示，耦合類型對應(yīng)的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1所示，通過式（6）計算可知耦合類型A中不均衡度δ=32.78%，耦合類型B中不均衡度δ=19.08%。與仿真得到的結(jié)果相比，負(fù)載線纜與水平方向相平行的部分也可能經(jīng)過與母排或模塊內(nèi)部導(dǎo)體平面的磁耦合對均流特性產(chǎn)生了影響，使得雙脈沖測試得到的耦合類型A、B對應(yīng)集電極電流分布和不均衡度較于仿真仍存在一定的差距。
耦合類型A集電機(jī)電流分布
耦合類型B集電機(jī)電流分布
圖12.兩種耦合類型集電極電流分布
耦合類型A集電機(jī)電流分布
耦合類型A集電機(jī)電流分布
圖13.耦合類型C結(jié)構(gòu)示意及其均流特性
通過增大產(chǎn)生耦合效應(yīng)的負(fù)載線纜與并聯(lián)IGBT支路間的距離以抑制互感系數(shù)并加強(qiáng)耦合支路間的對稱性，可以使得靜態(tài)均流特性得到進(jìn)一步的改善。由此對應(yīng)的耦合類型C的實(shí)際結(jié)構(gòu)與靜態(tài)均流特性如圖13所示，該耦合類型下并聯(lián)IGBT的集電極電流分布為：IC1=283A,IC2=274A,IC3=272A,IC4=255A，而不均衡度δ則被抑制到了2.58%。
表1.兩種耦合類型下的靜態(tài)電流分布
結(jié)論及后續(xù)工作
通過討論電路結(jié)構(gòu)和進(jìn)行測試，對比了兩類并聯(lián)驅(qū)動方式工作特性的差異。利用等效電路及雙脈沖測試，分析了負(fù)載路徑與并聯(lián)IGBT所在支路間存在的磁耦合在感性負(fù)載較小的情況下，由于互感系數(shù)的差異對于并聯(lián)IGBT的靜態(tài)均流特性產(chǎn)生的影響，隨后提議了一種靜態(tài)均流特性更好的功率回路配置方式。
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