三個激勵電流驅(qū)動 BLDC 電機，每個在繞組中激勵并產(chǎn)生不同的相位，這些相位合計為 360°。不同的相位值很重要：由于三個分支的總激勵保持 360°，因此它們會均勻相抵以保持 360°，例如 90° + 150° + 120°。

 

盡管在任意給定時間都必須獲知系統(tǒng)所有三個繞組的電流，但要在平衡系統(tǒng)中做到這一點，只需要測量三個繞組中兩個繞組的電流，并使用微控制器計算第三個繞組。這兩個繞組可使用分流電阻器和電流檢測放大器同時進行檢測。

 

信號路徑的末端需要一個雙通道同步采樣 ADC，用于將數(shù)字測量數(shù)據(jù)發(fā)送到微控制器。每個激勵電流的幅度、相位和定時提供了精確控制所需的電機扭矩和速度信息。

 

使用 PC 板銅電阻器的電流檢測

盡管在這種精確的測量和數(shù)據(jù)采集設(shè)計中有很多需要關(guān)注的問題，但此過程始于前端，需要開發(fā)一種有效的低成本方式來感測 BLDC 電機繞組的相位信號。若要做到這一點，可通過放置一個較小值的直插式 PC 板電阻器 (RSHUNT)，并使用電流檢測放大器來檢測該小電阻器上的電壓降（圖 2）。假設(shè)電阻值足夠低，那么電壓降也很低，并且測量策略對電機電路的影響極小。

 

圖 2：電機相位感測系統(tǒng)使用電流分流電阻器 (RSHUNT)，配合高精度放大器（例如 Analog Devices 的 AD8479）和高分辨率 ADC (AD7380) 測量瞬時電機相位。（圖片來源：Digi-Key Electronics）

 

在圖 2 中，電流檢測放大器捕獲了 IPHASE x RSHUNT 的瞬時電壓降。然后，SAR-ADC 將此信號數(shù)字化。分流電阻器選擇值涉及 RSHUNT、VSHUNT、ISHUNT 與放大器輸入誤差之間的相互作用。

 

RSHUNT 增大將導(dǎo)致 VSHUNT 增大。好消息是，這將緩解放大器的電壓偏移 (VOS) 誤差和輸入偏置電流偏移 (IOS) 誤差的顯著性。但是，較大 RSHUNT 的 ISHUNT x RSHUNT 功率損耗會降低系統(tǒng)的功率效率。同樣，RSHUNT 的額定功率也會影響系統(tǒng)的可靠性，因為 ISHUNT x RSHUNT 功率耗散會產(chǎn)生自熱狀態(tài)，而這可能導(dǎo)致標稱 RSHUNT 電阻發(fā)生變化。

 

對于 RSHUNT，可以從多家供應(yīng)商獲取特殊用途電阻器。但還有一種低成本的替代方案，即運用細致的布局技術(shù)來制造 PC 板印制線電阻 RSHUNT（圖 3）。

 

圖 3：細致的 PC 板布局技術(shù)提供了一種經(jīng)濟高效的方法來創(chuàng)建適當?shù)?RSHUNT 值。（圖片來源：Digi-Key Electronics）

 

計算 RSHUNT 對應(yīng)的 PC 板印制線電阻

由于工業(yè)應(yīng)用中可能出現(xiàn)極端溫度，因此在電路板分流電阻器設(shè)計中需要考慮溫度因素，這一點很重要。在圖 3 中，銅 PC 板印制線分流電阻器在 20°C 時的溫度系數(shù) (α20) 約為 +0.39％/°C（該系數(shù)會隨溫度而變化）。長度 (L)、厚度 (t)、寬度 (W) 和電阻率 (rñ) 決定了 PC 板印制線電阻。

 

如果 PC 板具有 1 盎司 (oz) 銅 (Cu)，則厚度 (t) 等于千分之 1.37 英寸，電阻率 (r) 等于每英寸 0.6787 微歐 (µW)。PC 板印制線面積按印制線方框 (?)，即 L/W 面積進行度量。例如，寬度為 0.25 英寸的 2 英寸 (in.) 印制線對應(yīng) 8 個 結(jié)構(gòu)。

 

利用上述變量，通過（公式 1）計算在室溫下 PC 板 1 盎司銅的印制線電阻 R?：

 

  公式 1

 

其中，T = 電阻器的溫度。

 

例如，從 1 盎司銅 PC 板上每個 BLDC 電機分支的最大電流為 1 安培 (A)，RSENSE 長度 (L) 為 1 英寸，印制線寬度為 50 密耳（0.05 英寸）開始，可使用公式 2 和 3 計算 20°C 時的 RSHUNT：

 

  公式 2

 

公式 3

 

通過公式 4 計算此電阻器在分流電流為 1 A 時的功率耗散：

 

公式 4

 

同步采樣 ADC 轉(zhuǎn)換

圖 2 中的 ADC 將相位周期中某一點的電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字表示。關(guān)鍵一點是，該測量應(yīng)包含所有三個繞組的同步相電壓。這是一個平衡的系統(tǒng)，因此如前所述，只需測量三個繞組中的兩個；外部微控制器將會計算第三個繞組的相電壓。

 

此電機控制系統(tǒng)適用的 ADC 是 AD7380 雙通道同步采樣 SAR-ADC（圖 4）。

 

圖 4：快速、低噪聲的雙通道同步采樣 SAR-ADC（例如 AD7380）可捕獲兩個電機繞組的瞬時狀態(tài)。（圖片來源：Digi-Key Electronics）

 

在圖 4 中，AD8479 是一款精密差分放大器，具有極大的輸入共模電壓范圍（±600 伏），可承受來自三相無傳感器驅(qū)動器的寬電機電流驅(qū)動偏移。AD8479 的特性使其在不要求電流隔離的應(yīng)用中可以取代昂貴的隔離放大器。

 

AD8479 的關(guān)鍵特性還包括低補償電壓、低補償電壓漂移、低增益漂移、低共模抑制漂移，以及出色的共模抑制比 (CMRR)，可適應(yīng)快速的電機變化。

 

AD7380/AD7381 分別是 16 位/14 位高速、低功耗的雙通道同步采樣 SAR-ADC，其吞吐率高達每秒 4 M 次采樣。差分模擬輸入可接受較寬的共模輸入電壓，并且內(nèi)置一個 2.5 伏緩沖基準 (REF) 電壓源。

 

為了實現(xiàn)精確的扭矩和速度控制，雙通道同步采樣 SAR-ADC 結(jié)構(gòu)可即時捕獲電流檢測放大器的輸出。為此，AD7380/AD7381 內(nèi)置了兩個具有同步時鐘的相同 ADC。它們還分別擁有一個帶有容性電荷再分配網(wǎng)絡(luò)的容性輸入級（圖 5）。

 

圖 5：所示為 AD7380 兩個通道之一的 ADC 轉(zhuǎn)換級。當 SW3 開路并且 SW1 和 SW2 閉合時，信號采集開始。此時，CS 兩端的電壓隨著 AINx+ 和 AINx- 的變化而變化，導(dǎo)致比較器輸入失去平衡。（圖片來源：Analog Devices）

 

在圖 5 中，VREF 和接地是采樣電容器 CS 兩端的初始電壓。若將 SW3 開路并閉合 SW1 和 SW2，則將啟動信號采集。當 SW1 和 SW2 閉合時，采樣電容器 CS 兩端的電壓隨 AINx+ 和 AINx- 處的電壓而變化，導(dǎo)致比較器輸入失去平衡。然后將 SW1 和 SW2 開路，并捕獲 CS 兩端的電壓。

 

CS 電壓捕獲過程涉及到數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (DAC)。DAC 加上和減去來自 CS 的固定電荷量，使得比較器恢復(fù)平衡狀態(tài)。至此，轉(zhuǎn)換完成，將 SW1 和 SW2 開路并閉合 SW3，以去除殘留電荷并準備下一個采樣周期。

 

在 DAC 轉(zhuǎn)換期間，控制邏輯生成 ADC 輸出代碼，并通過串行接口訪問器件的數(shù)據(jù)。

 

總結(jié)

若要精確測量 BLDC 電機扭矩和速度，首先需有精確的低成本分流電阻器。如上所述，可使用 PC 板印制線經(jīng)濟高效地實現(xiàn)此電阻器。

 

通過將此器件添加到 AD8479 電流檢測放大器和 AD7380 同步采樣 SAR-ADC 的組合中，設(shè)計人員可以創(chuàng)建穩(wěn)健的高精度扭矩和速度控制系統(tǒng)測量前端，以用于惡劣環(huán)境下的電機控制應(yīng)用。