D類放大器首次提出于1958年，近些年已逐漸流行起來。那么，什么是D類放大器？它們與其它類型的放大器相比如何？ 為什么D類放大器對于音頻應用很有意義？設計一個“優(yōu)質”D類音頻放大器需要考慮哪些因素？ 本文中試圖回答上述所有問題。

 

 

音頻放大器的目的是以要求的音量和功率水平在發(fā)聲輸出元件上重新產生真實、高效和低失真的輸入音頻信號。音頻頻率范圍約為20 Hz～20 kHz，因此放大器必須在此頻率范圍內具有良好的頻率響應（當驅動頻帶有限的揚聲器時頻率范圍減小，例如，低音揚聲器或高音揚聲器）。輸出功率能力根據應用情況變化范圍很寬，從數毫瓦（mW）的耳機，幾瓦（W）的電視（TV）或個人計算機（PC）音頻，幾十瓦的“迷你”家庭音響和汽車音頻，到幾百瓦和幾百瓦以上大功率的家用和商用音響系統(tǒng)，以及劇場或音樂廳音響系統(tǒng)。

 

一種音頻放大器的直接模擬實現使用晶體管在線性工作方式下產生一個與輸入電壓成比例的輸出電壓。正向電壓增益通常很高（至少40 dB）。如果正向增益是反饋環(huán)路的一部分，那么總的環(huán)路增益也會很高。經常使用反饋環(huán)路，因為高環(huán)路增益可以改善性能，抑制由于正向路徑中線性誤差造成的失真，并且通過增加電源抑制（PSR）減少電源噪聲。

 

 

在傳統(tǒng)晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時連續(xù)輸出電流的晶體管。實現音頻系統(tǒng)放大器許多可能的類型包括A類放大器，AB類放大器和B類放大器。與D類放大器設計相比較，即使是最有效的線性輸出級，它們的輸出級功耗也很大。這種差別使得D類放大器在許多應用中具有顯著的優(yōu)勢，因為低功耗產生熱量較少，節(jié)省印制電路板（PCB）面積和成本，并且能夠延長便攜式系統(tǒng)的電池壽命。

 

 

線性放大器輸出級直接連接到揚聲器（有些情況下通過電容器連接）。如果輸出級使用雙極性結型晶體管（BJT），它們通常工作在線性方式下，具有大的集射極電壓。輸出級也可以用互補金屬氧化物半導體（CMOS）晶體管實現，如圖1所示。

圖1. CMOS線性輸出級

功率消耗在所有線性輸出級，因為產生輸出電壓VOUT的過程中不可避免地會在至少一個輸出晶體管內造成非零的IDS和VDS。功耗大小主要取決于對輸出晶體管的偏置方法。

 

A類放大器拓撲結構使用一只晶體管作為直流（DC）電流源，能夠提供揚聲器需要的最大音頻電流。A類放大器輸出級可以提供優(yōu)良的音質，但功耗非常大，因為通常有很大的DC偏置電流流過輸出級晶體管（這是我們不期望的），而沒有提供給揚聲器（這是我們期望的）。

 

B類放大器拓撲結構沒有DC偏置電流，所以功耗大大減少。其輸出晶體管是以推拉方式獨立控制，從而允許高端晶體管為揚聲器提供正電流，而低端晶體管吸收負電流。由于只有信號電流流過晶體管，因而減少了輸出級功耗。但是B類放大器電路的音質較差，因為當輸出電流過零點和晶體管在通斷狀態(tài)之間切換時會造成線性誤差（交越失真）。

 

AB類放大器是A類放大器和B類放大器的組合折衷，它也使用DC偏置電流，但它遠小于單純的A類放大器。小的 DC偏置電流足以防止交越失真，從而能提供良好的音質。其功耗介于A類放大器和B類放大器之間，但通常更接近于B類放大器。與B類放大器電路類似，AB類放大器也需要一些控制電路以使其提供或吸收大的輸出電流。

 

不幸的是，即使是精心設計AB類放大器也有很大的功耗，因為其中等范圍的輸出電壓通常遠離正電源或負電源。由于漏源極之間的電壓降很大，所以會產生很大的瞬時功耗IDS×VDS。

 

D類放大器由于具有不同的拓撲結構（見圖2），其功耗遠小于上面任何一類放大器。D類放大器的輸出級在正電源和負電源之間切換從而產生一串電壓脈沖。這種波形有利于降低功耗，因為當輸出晶體管在不導通時具有零電流，并且在導通時具有很低的VDS，因而產生較小的功耗IDS×VDS。

圖2. D類開環(huán)放大器框圖

 

由于大多數音頻信號不是脈沖串，因此必須包括一個調制器將音頻輸入轉換為脈沖信號。脈沖的頻率成分包括需要的音頻信號和與調制過程相關的重要的高頻能量。經常在輸出級和揚聲器之間插入一個低通濾波器以將電磁干擾（EMI）減至最小，并且避免以太多的高頻能量驅動揚聲器。為了保持開關輸出級的功耗優(yōu)點，要求該濾波器（見圖3）是無損的（或接近于無損）。低通濾波器通常采用電容器和電感器，只有揚聲器是耗能元件。

圖3. 差分開關輸出級和LC低通濾波器

圖4是A類放大器和B類放大器輸出級功耗（PDISS）的理想值與 AD1994 D類放大器輸出級功耗的測量值的比較。圖中的曲線是指給定的音頻正弦波信號的輸出級功率與揚聲器提供的負載功率（PLOAD）之間的關系。其中負載功率相對最大負載（PLOAD max）功率水平歸一化，箝位的正弦波信號保證10%總諧波失真（THD）。圖中的垂直線表示PLOAD開始箝位的位置。

圖4. A類、B類放大器和D類放大器輸出級的功耗比較

 

可以看出，對于多種負載其功耗明顯不同，尤其是在高端和中端值負載條件下。在箝位開始之初，D類放大器輸出級的功耗約是B類放大器的1/2.5，是A類放大器的1/27。應當注意，消耗在A類放大器輸出級的功率比傳遞到揚聲器的功耗大，這是使用大的DC偏置電流的結果。

 

在箝位開始之初，A類放大器的Eff＝ 25%，B類放大器的Eff＝78.5%，D類放大器的Eff＝90%（見圖5）。對于A類放大器和B類放大器，這些最佳例證經常在教科書中引用。

圖5. A類、B類和D類放大器輸出級的功率效率比較

功耗和功率效率的差異在中等功率水平處很大。這對于音頻很重要，因為大音量音樂的長期平均功率水平要比達到PLOAD max的瞬時峰值水平低很多（為其1/5到1/20，取決于音樂類型）。因而，對于音頻放大器，［PLOAD = 0.1×PLOAD max］ 是一個合理的平均功率水平，按照這個功率水平評估PDISS。在這個功率水平，D類放大器輸出級的功耗是B類放大器的1/9，是A類放大器的1/107。

 

對于10 W PLOAD max的音頻放大器，1 W的平均PLOAD認為是保真音頻功率水平。在這種條件下，D類放大器輸出級內部功耗為282 mW，對于B類放大器為2.53 W，對于A類放大器為30.2 W。在這種情況下，D類放大器的效率從高功率條件下的90%減少到78%。但即使是78%也要遠優(yōu)于B類放大器和A類放大器，它們的效率分別為28%和3%。

 

這些差別對于系統(tǒng)設計具有重要的影響。對于1 W以上的功率水平，線性輸出級的過大的功耗要求采用有效的散熱方法以避免不可接受的發(fā)熱，通常是使用大金屬板作為散熱板，或用風扇促進放大器空氣散熱。如果放大器是集成電路（IC），就可能需要大尺寸、高成本的增強散熱封裝以促進熱傳導。這些考慮在消費類產品中很麻煩，例如平板電視，其印制電路板面積（PCB）面積很寶貴，或汽車音響，其發(fā)展趨勢是在固定空間內增加通道數。

 

對于1 W以下的功率水平，處理浪費的功率可能比處理散熱還困難。如果是電池供電，線性放大器輸出級消耗電池電荷要比D類放大器快。在上面的例子中，D類放大器輸出級耗費的電源電流是B類放大器的1/2.8，是A類放大器的1/23.6，因此它們用于蜂窩電話，PDA和MP3播放器等產品在電池的壽命方面有很大差別。

 

迄今為止，我們?yōu)榱撕唵纹鹨?，只是專門注重放大器輸出級的分析。但是當考慮放大器系統(tǒng)中所有功耗時，線性放大器要比低輸出功率D 類放大器更有利。原因是在低功率水平條件下，產生和調制開關波形所需要的功率會很大。因而，精心設計的低中功率的AB類放大器的寬系統(tǒng)靜態(tài)功耗優(yōu)勢使得它們可與D類放大器相競爭。雖然對于寬的輸出功率范圍，毫無疑問D類放大器具有低功耗優(yōu)勢。

 

 

圖3示出D類放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實現。這個H橋具有兩個半橋開關電路，它們?yōu)闉V波器提供相反極性的脈沖，其中濾波器包含兩個電感器、兩個電容器和揚聲器。每個半橋包含兩個輸出晶體管，一個是連接到正電源的高端晶體管MH，另一個是連接到負電源的低端晶體管ML。圖3中示出的是高端pMOS晶體管。經常采用高端nMOS晶體管以減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅動方法控制它們（見深入閱讀資料1）。

 

全H橋電路通常由單電源（VDD）供電，接地端用于接負電源端（VSS）。對于給定的VDD和VSS，H橋電路的差分方式提供的輸出信號是單端方式的兩倍，并且輸出功率是其四倍。半橋電路可由雙極性電源或單極性電源供電，但單電源供電會對DC偏置電壓產生潛在的危害，因為只有VDD/2電壓施加到過揚聲器，除非加一個隔直電容器。

 

“激勵”的半橋電路電源電壓總線可以超過LC濾波器的大電感器電流產生的標稱值。在VDD和VSS之間加大的去耦電容器可以限制激勵dV/dt的瞬態(tài)變化。全橋電路不受總線激勵的影響，因為電感器電流從一個半橋流入，從另一個半橋流出，從而使本地電流環(huán)路對電源干擾極小。

 

 

　　雖然利用D類放大器的低功耗優(yōu)點有力推動其音頻應用，但是有一些重要問題需要設計工程師考慮，包括：

 

　　• 輸出晶體管尺寸選擇

 

　　• 輸出級保護

 

　　• 音質

 

　　• 調制方法

 

　　• 抗電磁干擾（ EMI）

 

　　• LC濾波器設計

 

　　• 系統(tǒng)成本

 

　　輸出晶體管尺寸選擇

 

選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調理范圍內降低功耗。當傳導大的IDS時保證VDS很小，要求輸出晶體管的導通電阻（RON）很小（典型值為0.1Ω～0.2Ω）。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容（CG）。開關電容柵極驅動電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關頻率。如果電容或頻率太高，這個“開關損耗”就會過大，所以存在實際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導期間將IDS×VDS損失降至最小與將開關損耗降至最小之間的一個折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開關應用中的總功耗，從而提供開關頻率選擇上的靈活性。

 

 

過熱： 盡管D類放大器輸出級功耗低于線性放大器，但如果放大器長時間提供非常高的功率，仍會達到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險，需要溫度監(jiān)視控制電路。在簡單的保護方案中，當通過一個片內傳感器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關溫度是否已經超過關斷閾值的二進制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內，而不是在熱關斷期間強制不發(fā)出聲音。

 

輸出晶體管過流： 如果輸出級和揚聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導通電阻狀態(tài)不會出現問題，但如果這些結點不注意與另一個結點或正、負電源短路，會產生巨大的電流。如果不經核查，這個電流會破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡單保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關斷。在比較復雜的方案中。

 

電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時允許放大器連續(xù)工作而無須關斷。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關斷。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現暫時的大瞬態(tài)電流時保持放大器安全工作。

 

欠壓： 大多數開關輸出級電路只有當正電源電壓足夠高時才能正常工作。如果電源電壓太低，出現欠壓情況，就會出現問題。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當電源電壓大于欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。

 

輸出晶體管導通時序 ： MH和ML輸出級晶體管（見圖6）具有非常低的導通電阻。因此，避免MH和ML同時導通的情況很重要，因為它會產生一個從VDD到VSS的低電阻路徑通過晶體管，從而產生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。兩個晶體管都斷開的時間間隔稱為非重疊時間或死區(qū)時間。

圖6. 輸出級晶體管的先合后開開關

 

 

在D類放大器中，要獲得好的總體音質必須解決幾個問題。

 

“咔嗒”聲：當放大器導通或斷開時發(fā)出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類放大器中，除非當放大器靜噪或非靜噪時特別注意調制器狀態(tài)、輸出級時序和LC濾波器狀態(tài)。

 

信噪比（SNR）：為了避免放大器本底噪聲產生的嘶嘶聲，對于便攜式應用的低功率放大器，SNR通常應當超過90 dB，對于中等功率設計SNR應當超過100 dB，對于大功率設計應當超過110 dB。這對于各種放大器是可以達到的，但在放大器設計期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達到滿意的總體SNR。

 

失真機理： 失真機理包括調制技術或調制器實現中的非線性，以及為了解決沖擊電流問題輸出級所采用的死區(qū)時間。

 

在D類調制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產生的失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區(qū)時間對于將失真減至最小經常是最有利的；欲了解優(yōu)化開關輸出級失真性能的詳細設計方法請參看深入閱讀資料2。

其它失真源包括：輸出脈沖上升時間和下降時間的不匹配，輸出晶體管柵極驅動電路時序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的非線性。

 

電源抑制 （PSR）： 在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因為輸出級晶體管通過一個非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。關于對單端和差分開關輸出級電路電源噪聲影響的詳細說明請參看深入閱讀材料3。

 

如果不解決失真問題和電源問題，就很難達到PSR優(yōu)于10 dB，或總諧波失真（THD）優(yōu)于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質的高階失真。

 

幸運的是，有一些好的解決方案來解決這些問題。使用具有高環(huán)路增益的反饋（正如在許多線性放大器設計中所采用的）幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過在反饋環(huán)路中包括的揚聲器進行衰減。在精心設計的閉環(huán)D類放大器中，可以達到 PSR 》 60 dB和THD <0.01%的高保真音質。

 

但反饋使得放大器的設計變得復雜，因為必須滿足環(huán)路的穩(wěn)定性（對于高階設計是一種很復雜的考慮）。連續(xù)時間模擬反饋對于捕獲有關脈沖時序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實現中，這會增加管芯成本。

 

為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產品用一個數字開環(huán)調制器和一個模數轉換器來檢測電源變化，并且調整調制器行為以進行補償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善PSR，但不會解決任何失真問題。其它的數字調制器試圖對預期的輸出級時序誤差進行預補償，或對非理想的調制器進行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質要求寬松的應用，可通過這些開環(huán)D類放大器進行處理，但對于最佳音質，有些形式的反饋似乎是必需的。

 

 

D類放大器調制器可以有多種方法實現，擁有大量的相關研究和知識產權支持。本文只介紹基本概念。

 

所有的D類放大器調制技術都將音頻信號的相關信息編碼到一串脈沖內。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相聯系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號脈沖和無用的（但無法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因為在時域內波形的總功率是相同的，并且根據Parseval 定理，時域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調，而在其它方案中，能量經過整形消除了高能量音調，但噪聲本底較高。

 

最常用的調制技術是脈寬調制（PWM）。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進行比較。這在載波頻率條件下產生一串脈沖。在每個載波周期內，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大的正輸入，占空比接近100%，對于大的負輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，就會發(fā)生全調制，這時脈沖串停止開關，占空比在具體周期內為0%或100%。

 

PWM之所以具有吸引力是因為它在幾百千赫PWM載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級開關損失）允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調制器在達到幾乎100%調制情況下也是穩(wěn)定的，從原理上允許高輸出功率，達到過載點。但是，PWM存在幾個問題：首先，PWM過程在許多實現中會增加固有的失真（參看深入閱讀資料4）；其次，PWM載波頻率的諧振在調幅（AM）無線電波段內會產生EMI；最后，PWM脈寬在全調制附近非常小。這在大多數開關輸出級柵極驅動電路中會引起問題，因為它們的驅動能力受到限制，不能以重新產生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當開關。因此，在基于PWM的放大器中經常達不到全調制，可達到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導通電阻和揚聲器阻抗的情況。

 

一種替代PWM的方案是脈沖密度調制（PDM），它在給定時間窗口（脈沖寬度）的脈沖數正比于輸入音頻信號的平均值。其單個的脈寬不像PWM那樣是任意的，而是調制器時鐘周期的“量化”倍數。1 bit Σ-Δ調制是PDM的一種形式。

 

Σ-Δ調制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內，而不是像PWM那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調制潛在的EMI優(yōu)勢要好于PWM。在 PDM采樣時鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型時鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被LC低通濾波器強烈衰減。

 

Σ-Δ調制的另一個優(yōu)點是最小脈寬是一個采樣時鐘周期，即使是對于接近全調制的信號條件。這樣簡化了柵極驅動器設計并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調制在D類放大器中不經常使用（參看深入閱讀資料4），因為傳統(tǒng)的1 bit調制器只能穩(wěn)定到50%調制。還需要至少64倍過采樣以達到足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數據速率至少為1 MHz并且功率效率受到限制。

 

最近已經開發(fā)出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個反饋環(huán)路，以環(huán)路特性決定調制器的開關頻率，代替外部提供的時鐘。高頻能量經常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優(yōu)良的音質，但該環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其它開關電路同步，也很難連接到無須先將數字信號轉換為模擬信號的數字音頻源。

 

全橋電路（見圖3）可使用“三態(tài)”調制以減少差分EMI。在傳統(tǒng)的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態(tài)：輸出A高，輸出B低；輸出A低，輸出B高。但是，還存在另外兩個共模狀態(tài)，即兩個半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個共模狀態(tài)之一可與差分狀態(tài)配合產生三態(tài)調制，LC濾波器的差分輸入可為正、零或負。零狀態(tài)可用于表示低功率水平，代替兩態(tài)方案中在正狀態(tài)和負狀態(tài)之間的開關。在零狀態(tài)期間，LC濾波器的差分動作非常小，雖然實際上增加了共模EMI，但減少了差分EMI。差分優(yōu)勢只適用于低功率水平，因為正狀態(tài)和負狀態(tài)仍必須用于對揚聲器提供大功率。三態(tài)調制方案中變化的共模電壓電平對于閉環(huán)放大器是一個設計挑戰(zhàn)。

圖7. PWM原理和例子

 

D類放大器輸出的高頻分量值得認真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產生大量EMI并且干擾其它設備的工作。

 

兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導的信號。D類放大器調制方案決定傳導EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設計方法減少D類放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。

 

一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因為與EMI相關的強度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關。例如，整個LC濾波器（包括揚聲器接線）的布局應盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅動和返回路印制線應當集中在一起以將環(huán)路面積減至最小（揚聲器使用雙絞線對接線很有幫助）。另一個要注意的地方是當輸出級晶體管柵極電容開關時會產生大的瞬態(tài)電荷。通常這個電荷來自儲能電容，從而形成一個包含兩個電容的電流環(huán)路。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的EMI影響，意味著儲能電容應盡可能靠近晶體管對它充電。

 

有時，插入與放大器電源串聯的RF扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內，而不會沿電源線長距離傳導。

 

如果柵極驅動非重疊時間非常長，揚聲器或LC濾波器的感應電流會正向偏置輸出級晶體管端的寄生二極管。當非重疊時間結束時，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪?。在二極管完全斷開之前，會出現大的反向恢復電流尖峰，從而產生麻煩的EMI源。通過保持非重疊時間非常短（還建議將音頻失真減至最?。┦笶MI減至最小。如果反向恢復方案仍不可接受，可使用肖特基（Schottky）二極管與該晶體管的寄生二極管并聯，從而轉移電流并且防止寄生二極管一直導通。這很有幫助，因為Schottky二極管的金屬半導體結本質上不受反向恢復效應的影響。

 

具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導致的雜散現場輸電線影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種屏蔽可接受地降低電感器線性和揚聲器音質。

 

 

為了節(jié)省成本和PCB面積，大多數D類放大器的LC濾波器采用二階低通設計。圖3示出一個差分式二階LC濾波器。揚聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚聲器阻抗有時近似于簡單的電阻，但實際阻抗比較復雜并且可能包括顯著的無功分量。要獲得最佳濾波器設計效果，設計工程師應當總是爭取使用精確的揚聲器模型。

 

常見的濾波器設計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對于高達20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）響應（以達到最大平坦通帶）。對于常見的揚聲器阻抗以及標準的L值和C值，下表給出了標稱元器件值及其相應的近似Butterworth響應：

如果設計不包括揚聲器反饋，揚聲器THD會對LC濾波器元器件的線性度敏感。

 

電感器設計考慮因素：設計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線電阻。

 

額定電流：選用磁芯的額定電流應當大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會發(fā)生磁性飽和，導致電感急劇減小，這是我們所不期望的。

 

通過在磁芯周圍饒線而形成電感器。如果饒線匝數很多，與總饒線長度相關的電阻很重要。由于該電阻串聯于半橋和揚聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應當使用較粗的饒線或選用要求饒線匝數較少的其它金屬材質的磁芯以提供需要的電感。

 

最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響EMI，正如上面所提到的。

 

在使用D類放大器的音頻系統(tǒng)中，有哪些重要因素影響其總體成本？ 我們怎樣才能將成本減至最低？

 

D類放大器的有源器件是開關輸出級和調制器。構成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。

 

D類放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本（以及PCB面積），例如，散熱片或風扇。D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當驅動數字音頻源時，模擬線性放大器需要數模轉換器（DAC）將音頻信號轉換為模擬信號。對于處理模擬輸入的D類放大器也需如此轉換，但對于數字輸入的D類放大器有效地集成了DAC功能。

 

另一方面，D類放大器的主要成本缺點是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競爭力，因為在散熱裝置節(jié)省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應用中，電感器的成本很高。在極個別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應用中的一個問題。

 

為了滿足這些考慮，有時會完全取消LC濾波器，以采用無濾波放大器設計。這樣可節(jié)省成本和PCB面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒有濾波器，EMI和高頻功耗的增加將會不可接受，除非揚聲器采用電感式并且非常靠近放大器，電流環(huán)路面積最小，而且功率水平保持很低。盡管這種設計在便攜式應用中經常采用，例如，蜂窩電話，但不適合大功率系統(tǒng)，例如，家庭音響。

 

另一種方法是將每個音頻通道所需要的LC濾波器元器件數減至最少。這可以通過使用單端半橋輸出級實現，它需要的電感器和電容器數量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級需要雙極性電源，那么與產生負電源相關的成本可能就會過高，除非負電源已經有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分攤負電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會降低輸出功率并且經常需要使用一個大的隔直流電容器。