【導讀】據(jù)說我們使用的一些電信號相對于地面“浮動”。一個典型的例子可能是電源中分流電阻上的壓降或復雜的生物醫(yī)學信號，例如心電圖。在這種情況下，儀表放大器 (IA) 用于放大信號的差模分量并抑制其共模分量。
據(jù)說我們使用的一些電信號相對于地面“浮動”。一個典型的例子可能是電源中分流電阻上的壓降或復雜的生物醫(yī)學信號，例如心電圖。在這種情況下，儀表放大器 (IA) 用于放大信號的差模分量并抑制其共模分量。
儀表放大器需要在設計過程中使用真實信號進行測試，并在實際使用時定期進行測試。還應通過將已知的校準測試信號應用于其輸入來評估 IA，以確定其準確性、共模信號抑制以及它如何受到使用時可能發(fā)生的各種錯誤連接的影響。用于醫(yī)療 IA 的測試信號源應產(chǎn)生適當整形的信號U OUT，其幅度范圍為幾毫伏，頻率范圍從零到幾 kHz。源應該有（兩個）差分輸出，可以連接到 IA 的相應輸入，如圖 1 所示。
圖 1差分信號源
輸出電阻 RG1 和 RG2 應至少為幾千瓦，以模擬他們將在現(xiàn)實生活中測量的物體的特性。此外，兩個輸出都應與地電隔離，但應提供一個公共參考以測試 AI 抑制共模干擾的能力。
有多種不同類型的測試信號源可供使用。每種類型，從函數(shù)發(fā)生器開始，到專門的數(shù)字合成器結束，都提供不同級別的精度和復雜性。許多能夠提供適當幅度和頻率范圍內(nèi)的信號，有些甚至可以模擬 ECG、EEG 和其他醫(yī)療信號。然而，使用這些源可能具有挑戰(zhàn)性，因為它們中的許多具有單端輸出，并且沒有充分地與地隔離以進行共模分離測試。
這些源可以通過添加一個驅動器電路來測試 IA，該電路將單端信號轉換為差分信號并確保電位分離。本文介紹了這種電路的設計、構造和應用。其輸出可能與地隔離，并提供“公共”信號。此外，可以調(diào)整仿真信號的阻抗以匹配單端信號源的阻抗。
模擬信號的實用光隔離
輸入和輸出之間的隔離是使用光耦合器 (OC) 實現(xiàn)的，該器件在同一封裝中包含發(fā)光二極管 (LED) 和光電二極管 (PD)。PD充當檢測器，即光電電流發(fā)生器，其中通過PD的電流與通過LED的信號產(chǎn)生的光成比例。
對于涉及差分信號的應用，具有單個 LED 驅動兩個 PD 的雙通道 OC，例如 Vishay 的 IL300。雙通道設備通常是首選，以確保兩個通道的響應之間的任何變化（由于制造變化）保持在最低限度。在此應用中，來自 LED 的光被引導到兩個 PD，其中一個 PD 可用于監(jiān)控 LED 產(chǎn)生的光量，以提供用于驅動 LED 的線性反饋。第二個 PD 用于實際將信號跨隔離屏障傳輸?shù)捷敵?。參考文獻 3 提供了幾個包含 OC 的電路示例。但是，所有這些示例都需要在 OC 的輸出側使用運算放大器，因此也需要潛在的分離（隔離）電源。
光耦合器通常用于為數(shù)字數(shù)據(jù)流提供電氣隔離。在這些應用中，它們在“飽和模式”下運行，在這種模式下，LED 的驅動力足以使 PD 在開啟時完全飽和，而在關閉時幾乎沒有電流，從而產(chǎn)生干凈的數(shù)字脈沖序列。然而，在此應用中，OC 在其線性范圍內(nèi)運行，有時稱為光伏模式，其中 PD 產(chǎn)生與來自 LED 的光成正比的信號。我們的 DI 使用 OC 的光伏模式來隔離信號發(fā)生器的模擬測試信號。圖 2顯示了一個具有線性 OC 的簡單電路，其中 PD 用于光伏模式，類似于太陽能電池。
圖 2使用線性光耦合器的簡單電路。
通過 PD1 和 PD2 的電流被負載電阻 R3 和 P1 轉換為電壓。只要兩個電壓（U PD1和 U out）都保持在 PD 的線性范圍內(nèi)（在我們的例子中小于 50mV），它們的幅度將與 LED 產(chǎn)生的光量成正比。運算放大器 U1 將信號U PD1與輸入信號U IN 進行比較，并驅動 LED 使其相等。微調(diào)器 P1 用于調(diào)節(jié)電路的增益（U OUT / U IN），電容器 C2 防止振蕩。
輸出U OUT（我們的測試信號源）來自第二個光電二極管PD2，與地隔離；其內(nèi)阻由 R3 決定。光伏模式通常不與線性 OC 一起使用，因為可用的輸出電壓范圍僅限于幾個 mV。對于這種應用，光伏模式是首選，因為它不需要在 OC 的輸出端提供任何電源，而且所需的輸出信號無論如何都很小。
特殊要求的隔離變化
圖 2 中的電路只能輸出正電壓 U OUT（因為通過 LED 和兩個 PD 的電流只能在一個方向上流動）。這個問題可以通過在輸入信號U IN 上增加一個小的正偏移來解決，大多數(shù)信號發(fā)生器提供偏移調(diào)整。然而，這也會向輸出信號 U OUT添加直流偏置。如果可以容忍直流偏置輸出，或者通過添加具有合適轉角頻率的 RC 高通濾波器來抑制不需要的直流輸出并接受修改后的頻率響應，那么圖 2 中的電路就足夠了。
如果驅動器的輸出信號需要沒有直流偏置，并且其頻率響應必須一直下降到 0 Hz，則應從輸出中減去直流偏置。在這種情況下，可以使用第二塊電池和微調(diào)電位器來解決問題。然而，圖 3 中顯示了一種不需要第二塊電池的更簡單的解決方案。該電路增加了第二個直流驅動的OC（U3），其輸出PD與OC U2的輸出PD反并聯(lián)。通過 OC U3 的直流電流通過 P7 設置以補償 OC U2 的偏置電流。
圖 3光隔離差分驅動器的完整原理圖。
該設計還包含一個低功耗運算放大器 (OPA349)，主要是因為它的輸入共模范圍超出電源軌 200 mV，并且它只需要很少的功率。因此，電路的總電流消耗約為 1 mA。由于原型由兩節(jié) AAA 電池供電，因此它的使用壽命應該接近 1000 小時。
需要注意的是，輸入信號的最大范圍和電路的功耗在很大程度上取決于偏置電平。偏置通過電阻分壓器 R5/R6 固定為 20 mV，從而將通過 OC U2 中 LED 的偏置電流設置為大約 500 mA。應為 U3 中的 OC 設置類似的 LED 電流。在原始電路的這種變體中，由于電阻分壓器由 R4 至 R6 組成，因此輸入信號不需要從地偏移。
此電路的最大可接受輸入電壓 (U in ) 約為 ±5 V。超出此輸出，信號會失真，部分原因是 20 mV 的低偏置，部分原因是光伏模式邊緣的非線性OC U2 中 PD 的范圍。對于 1 V pp輸入信號，可以預期 1 mV pp輸出信號和低于 -40 dB 的諧波。頻率響應從 0 Hz 擴展到大約 10 kHz (-3dB)。
設置和調(diào)整
組裝好的電路如下圖4所示。
圖 4完成的電路。請注意，微調(diào)器 P1 被省略，因為在這種情況下，沒有必要校準電路的增益。
電路的調(diào)整從向 U IN施加大約 500 Hz 和 4 V pp的正弦信號開始，并使用示波器觀察輸入和輸出 (U OUT ) 信號。注意：必須使用 10:1 探頭（至少）。然后調(diào)整微調(diào)器 P1 以在兩條軌跡上獲得 1000:1 的幅度比。最后，應調(diào)整微調(diào)器 P7 以使 U OUT處的平均輸出信號為零。
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