COOL MOSFET的EMI設(shè)計(jì)指南!
發(fā)布時(shí)間:2019-05-23 責(zé)任編輯:wenwei
【導(dǎo)讀】本文簡(jiǎn)述功率在轉(zhuǎn)換器電路中的轉(zhuǎn)換傳輸過(guò)程,針對(duì)開(kāi)關(guān)器件MOSFET在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間,產(chǎn)生電壓和電流尖峰的問(wèn)題,進(jìn)而產(chǎn)生電磁干擾現(xiàn)象,通過(guò)對(duì)比傳統(tǒng)平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù),尋找使用超結(jié)MOSFET產(chǎn)生更差。
本文簡(jiǎn)述功率在轉(zhuǎn)換器電路中的轉(zhuǎn)換傳輸過(guò)程,針對(duì)開(kāi)關(guān)器件MOSFET在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間,產(chǎn)生電壓和電流尖峰的問(wèn)題,進(jìn)而產(chǎn)生電磁干擾現(xiàn)象,通過(guò)對(duì)比傳統(tǒng)平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù),尋找使用超結(jié)MOSFET產(chǎn)生更差電磁干擾的原因,進(jìn)行分析和改善。
隨著開(kāi)關(guān)電源技術(shù)的不斷發(fā)展,功率MOSFET作為開(kāi)關(guān)電源的核心電子器件之一,開(kāi)關(guān)損耗是其主要的損耗之一,本著節(jié)省能源、降低損耗的基本思想,功率MOSFET技術(shù)朝著提高開(kāi)關(guān)速度、降低導(dǎo)通電阻的方向發(fā)展。COOL MOSFET是一種超結(jié)的新結(jié)構(gòu)功率MOSFET,具有更低的導(dǎo)通電阻,更快的開(kāi)關(guān)速度,可以實(shí)現(xiàn)更高的功率轉(zhuǎn)換效率。然而,超結(jié)MOSFET超快的開(kāi)關(guān)性能也帶來(lái)了不必要的副作用,比如電壓、電流尖峰較高,電磁干擾較差等。
以下內(nèi)容以一個(gè)反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ㄈ鐖D1)為例,簡(jiǎn)述轉(zhuǎn)換器的功率轉(zhuǎn)換傳輸過(guò)程,從平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)差別,討論電壓、電流尖峰,以及電磁干擾的產(chǎn)生機(jī)理,通過(guò)外圍電路改善并降低電壓、電流尖峰,從而實(shí)現(xiàn)降低電磁干擾的目的。
圖1包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D
反激式轉(zhuǎn)換器工作原理
圖1為一個(gè)最簡(jiǎn)單的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),并且包含以下寄生元件:如初級(jí)漏電感、MOSFET的寄生電容和次級(jí)二極管的結(jié)電容。該拓?fù)湓醋砸粋€(gè)升降壓轉(zhuǎn)換器,將濾波電感替換為耦合電感,如帶有氣隙的磁芯變壓器,當(dāng)主開(kāi)關(guān)器件MOSFET導(dǎo)通時(shí),能量以磁通形式存儲(chǔ)在變壓器中,并在MOSFET關(guān)斷時(shí)傳輸至輸出。由于變壓器需要在MOSFET導(dǎo)通期間存儲(chǔ)能量,磁芯應(yīng)該開(kāi)有氣隙,基于這種特殊的功率轉(zhuǎn)換過(guò)程,所以反激式轉(zhuǎn)換器可以轉(zhuǎn)換傳輸?shù)墓β视邢?,只是適合中低功率應(yīng)用,如電池充電器、適配器和DVD播放器。
反激式轉(zhuǎn)換器在正常工作情況下,當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí),初級(jí)電流(id)在短時(shí)間內(nèi)為 MOSFET的Coss(即Cgd+Cds)充電,當(dāng)Coss兩端的電壓Vds超過(guò)輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin+nVo)時(shí),次級(jí)二極管導(dǎo)通,初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級(jí)總漏感Lk(即Lkp+n2×Lks)和Coss之間發(fā)生諧振,產(chǎn)生高頻和高壓浪涌,MOSFET上過(guò)高的電壓可能導(dǎo)致故障。
反激式轉(zhuǎn)換器可以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)(如圖2)和不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)(如圖3)下,當(dāng)工作在CCM模式時(shí),次級(jí)二極管保持導(dǎo)通直至MOSFET柵極導(dǎo)通,而MOSFET導(dǎo)通時(shí),次級(jí)二極管的反向恢復(fù)電流被添加至初級(jí)電流,因此在導(dǎo)通瞬間初級(jí)電流上出現(xiàn)較大的電流浪涌;當(dāng)工作在DCM模式時(shí),由于次級(jí)電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束前干涸,Lp和MOSFET的Coss之間發(fā)生諧振。
圖2 連續(xù)導(dǎo)通模式
圖3 不連續(xù)導(dǎo)通模式
圖4顯示了開(kāi)關(guān)電源工作在DCM模式,實(shí)測(cè)的MOSFET電壓和電流工作波形,除了可以看到MOSFET在開(kāi)通和關(guān)斷的過(guò)程中,均產(chǎn)生比較大的電壓和電流變化,而且可以看到MOSFET在開(kāi)通和關(guān)斷的瞬間,產(chǎn)生一些震蕩和電流尖峰。
如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D,其中Cgs、Cgd和 Cds分別為開(kāi)關(guān)管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容,Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級(jí)電感、初級(jí)電感的漏感、次級(jí)電感的漏感和原邊線圈的雜散電容,Cj為輸出二極管的結(jié)電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時(shí),開(kāi)關(guān)管分別工作在(a)開(kāi)通瞬間、 (b)開(kāi)通階段、 (c)關(guān)斷瞬間和(d)關(guān)斷階段時(shí),所對(duì)應(yīng)的等效分析電路,Rds為開(kāi)關(guān)管的漏源極等效電阻。
圖5 反激變換器在DCM模式開(kāi)關(guān)管工作在各階段對(duì)應(yīng)的等效分析電路
在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬間,由于電容兩端電壓不能突變,雜散電容Cp兩端電壓開(kāi)始是上負(fù)下正,產(chǎn)生放電電流,隨著開(kāi)關(guān)管逐漸開(kāi)通,電源電壓Vin對(duì)雜散電容Cp充電,其兩端電壓為上正下負(fù),形成流經(jīng)開(kāi)關(guān)管和Vin的電流尖峰;同時(shí)Cds電容對(duì)開(kāi)關(guān)管放電,也形成電流尖峰,但是此尖峰電流不流經(jīng)Vin,只在開(kāi)關(guān)管內(nèi)部形成回路;另外,如果變換器工作在CCM模式時(shí),由于初級(jí)電感Lp兩端電壓縮小,二極管D開(kāi)始承受反偏電壓關(guān)斷,引起反向恢復(fù)電流,該電流經(jīng)變壓器耦合到原邊側(cè),也會(huì)形成流經(jīng)開(kāi)關(guān)管和Vin的電流尖峰。
在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通階段,二極管D截止,電容Cp兩端電壓為Vin,通過(guò)初級(jí)電感Lp的電流指數(shù)上升,近似線性上升。
在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間,初級(jí)電流id為Coss充電,當(dāng)Coss兩端的電壓超過(guò)Vin與nVo(二極管D開(kāi)通時(shí)變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓)之和時(shí),二極管D在初級(jí)電感Lp續(xù)流產(chǎn)生的電壓作用下正偏開(kāi)通,Lk和Coss發(fā)生諧振,產(chǎn)生高頻震蕩電壓和電流。
在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷階段,二極管D正偏開(kāi)通,把之前存儲(chǔ)在Lp中的能量釋放到負(fù)載端,此時(shí)副邊線圈電壓被箝位等于輸出電壓Vo,經(jīng)匝比為n的變壓器耦合回原邊,使電容Cp電壓被充電至nVo(極性下正上負(fù)),初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當(dāng)Lp續(xù)流放電結(jié)束后,D反偏截止,Lp和Coss、Cp發(fā)生諧振,導(dǎo)致Cp上的電壓降低。
功率MOSFET 的等效分析原理圖
MOSFET是電壓控制型器件,功率MOSFET的源、漏電極不在同一平面內(nèi),也稱為縱向MOSFET(即VMOSFET),其具有很多不同于橫向MOSFET的特點(diǎn),一般把功率MOSFET看作一個(gè)由橫向MOSFET驅(qū)動(dòng)的縱向JFET器件,圖6顯示了功率MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖,其中Lg、Ld、Ls分別為MOSFET的柵極、漏極、源極的引線電感,Rg為MOSFET內(nèi)部柵極電阻, Cgd、Cgs、Cds為MOSFET寄生電容,D為寄生體二極管。由于寄生器件的存在,使功率MOSFET在反激變換器電路的工作和分析變得復(fù)雜,特別是在變換瞬間,寄生參數(shù)的分析顯得更為重要。
圖6 MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖
超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的區(qū)別 圖7顯示了平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布,從中可以看出平面MOSFET的擊穿電壓取決于漂移區(qū)的摻雜度和厚度,電場(chǎng)分布的傾斜度與漂移區(qū)摻雜度成正比。因此,如需獲得較高的擊穿電壓,就需要較厚且輕摻雜的外延層,但是從MOSFET的導(dǎo)通電阻分布(如圖8)中,可以看出外延層的電阻占主要部分,尤其是高擊穿電壓MOSFET。
圖7 平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布
圖8 MOSFET導(dǎo)通電阻分布
綜上所述,平面高壓MOSFET由于結(jié)構(gòu)的原因,導(dǎo)通電阻較大,導(dǎo)致導(dǎo)通損耗較大,而且開(kāi)關(guān)速度也受到一定的限制,開(kāi)關(guān)損耗也比較大,這顯然已經(jīng)不能滿足目前日益要求節(jié)能和提高轉(zhuǎn)換器效率的電子市場(chǎng)需求。基于平面MOSFET的缺點(diǎn),超結(jié)MOSFET應(yīng)運(yùn)而生,圖9給出了超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布,與平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)不同,超結(jié)MOSFET采用了較深的P型柱結(jié)構(gòu),平面MOSFET的外延層幾乎被交替的N型和P型半導(dǎo)體薄層替換,平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的等效器件模型如圖10所示。
圖9 超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布
圖10 MOSFET等效器件模型
超結(jié)MOSFET垂直方向上插入P型區(qū),可以補(bǔ)償過(guò)量的電流導(dǎo)通電荷,在漂移層加反向偏置電壓,將產(chǎn)生一個(gè)橫向電場(chǎng),使PN結(jié)耗盡,當(dāng)電壓達(dá)到一定值時(shí),漂移層完全耗盡,將起到電壓支持層的作用,使器件的擊穿電壓僅依賴N-漂移區(qū)的厚度,而與N-區(qū)和P阱區(qū)的摻雜濃度無(wú)關(guān),且這種電荷補(bǔ)償越充分,擊穿電壓越高。由于摻雜濃度的大幅提高,在相同的擊穿電壓下,導(dǎo)通電阻Ron可以大大降低,甚至突破硅限;同樣,在相同的擊穿電壓和相同的導(dǎo)通電阻Ron下,可以使用更小的芯片面積,從而減小柵電荷,提高開(kāi)關(guān)速度,降低驅(qū)動(dòng)功率和開(kāi)關(guān)損耗,表1顯示了西安芯派同型號(hào)芯片的SW Planer 系列和SW Cool系列MOSFET的參數(shù)對(duì)比結(jié)果。
表1 SW Planer 系列MOSFET和SW Cool系列MOSFET的參數(shù)對(duì)比
反激式轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生電磁干擾的原因和傳播方式
電磁干擾主要是傳導(dǎo)干擾和輻射干擾,傳導(dǎo)干擾是在輸入和輸出線上流過(guò)的干擾噪聲,來(lái)源于差模電流噪聲和共模電流噪聲;輻射干擾是通過(guò)空間輻射的干擾噪聲,來(lái)源于電場(chǎng)發(fā)射和磁場(chǎng)發(fā)射,它們之間可以相互轉(zhuǎn)換。
開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原因較多,其中以功率開(kāi)關(guān)器件和變壓器為主要噪聲源。開(kāi)關(guān)器件高頻的開(kāi)通和關(guān)斷,導(dǎo)致電流和電壓的快速變化,電感及寄生電感的快速電流變化產(chǎn)生磁場(chǎng),從而產(chǎn)生較高的電壓尖峰uL=L×diL/dt;電容及寄生電容的快速電壓變化產(chǎn)生電場(chǎng),從而產(chǎn)生較高的電流尖峰iC=C×duC/dt,而其內(nèi)部引線的雜散電感和寄生電容則是噪聲耦合的通道,但是由于這些參數(shù)是器件固有的特性,所以電子設(shè)計(jì)和應(yīng)用工程師無(wú)法對(duì)它們進(jìn)行優(yōu)化,只能根據(jù)器件手冊(cè)選擇匹配的器件。前面已經(jīng)分析了開(kāi)關(guān)管MOSFET 包含寄生器件的等效分析原理圖,超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)區(qū)別,電磁干擾產(chǎn)生的原因,設(shè)計(jì)者可以根據(jù)情況選擇使用和優(yōu)化。
變壓器作為另外一個(gè)主要噪聲源,而初級(jí)次級(jí)的漏感、初級(jí)的層間電容、次級(jí)的層間電容、初級(jí)和次級(jí)之間的耦合電容則是噪聲的通道。如圖11所示的包含寄生電容的變壓器模型,其中Ca為最外層繞組到磁芯的電容,Ct為輔助繞組到次級(jí)繞組的電容,Cs為初級(jí)繞組到次級(jí)繞組的電容,Cp為初級(jí)繞組的層間電容,Cm為最內(nèi)層初級(jí)繞組到磁芯的電容;除此之外,變壓器還有磁芯到大地的電容Cme,輸出線到大地的電容Coe,初級(jí)或次級(jí)的層間電容可以通過(guò)減小繞組的層數(shù)來(lái)降低,增大變壓器骨架窗口的寬度可以減小繞組的層數(shù)。繞組的分離繞制,如初級(jí)繞組采用三明治繞法,可以減小初級(jí)的漏感,但由于增大了初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的接觸面積,因而增大了初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的耦合電容。采用銅皮屏蔽(需連接到初級(jí)或次級(jí)的靜點(diǎn))可以減小初級(jí)繞組與次級(jí)繞組間的耦合電容,但由于屏蔽層繞在初級(jí)繞組與次級(jí)繞組之間,使初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的耦合系數(shù)降低,從而又增加了漏感。
圖11 包含寄生電容的變壓器模型
差模電流在兩根輸入電源線(L、N)間反方向流動(dòng),構(gòu)成電流回路,其中一根是差模電流的源線,則另一根是差模電流的回線,主要由開(kāi)關(guān)器件的高頻開(kāi)關(guān)電流產(chǎn)生,圖12給出了開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬間的差模電流流動(dòng)情況,可以看出IDM=ICp+ nIR−ICin ;圖13給出了開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流流動(dòng)情況,可以看出IDM= ICds + Ig− ICp −ICin。
圖12 開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬間的差模電流
圖13 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流
共模電流在輸入線、輸出線與大地間流動(dòng),主要由功率器件高頻工作的電壓瞬態(tài)變化產(chǎn)生,圖14給出了共模電流的流動(dòng)通道情況,主要包括通過(guò)Cde、 Cm和Cme、 Ca和Cme 、 Ct和Coe、 Cs和Coe產(chǎn)生共模電流,其中通過(guò)Cs和Coe的共模電流占主導(dǎo)作用。
圖14 共模電流產(chǎn)生通道
電場(chǎng)發(fā)射由du/dt產(chǎn)生,空間電容是電場(chǎng)發(fā)射的通道,其中共模電流可以產(chǎn)生相當(dāng)大的電場(chǎng)發(fā)射。圖15給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要電場(chǎng)發(fā)射源位置,其中初級(jí)繞組的電壓變化幅值大,對(duì)于電場(chǎng)發(fā)射起主導(dǎo)作用。另外,像手機(jī)充電器這類(lèi)帶長(zhǎng)輸出線(1.8m)的產(chǎn)品,長(zhǎng)的輸出導(dǎo)線也如同一個(gè)天線,可以將共模電流放大,從而形成較大的共模電場(chǎng)發(fā)射。
圖15 反激轉(zhuǎn)換器的主要電場(chǎng)發(fā)射源位置
磁場(chǎng)發(fā)射由高di/dt 的環(huán)路通過(guò)環(huán)路寄生電感產(chǎn)生,圖16給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場(chǎng)發(fā)射環(huán)路,磁場(chǎng)發(fā)射方向符合右手定則,其中次級(jí)側(cè)的電流變化幅值大,對(duì)于磁場(chǎng)發(fā)射起主導(dǎo)作用。另外,變壓器的雜散磁場(chǎng)也是一個(gè)磁場(chǎng)發(fā)射源,主要由變壓器的氣隙產(chǎn)生,例如E型磁芯在兩側(cè)開(kāi)氣隙時(shí)雜散磁場(chǎng)大,在中心柱開(kāi)氣隙時(shí)雜散的磁場(chǎng)小。需特別注意,高di/dt環(huán)路的寄生電感隨環(huán)路面積增大而增大,因此PCB的設(shè)計(jì)對(duì)于磁場(chǎng)發(fā)射非常關(guān)鍵,次級(jí)側(cè)的電流環(huán)面積要盡量小,布線要盡量短粗。
圖16 反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場(chǎng)發(fā)射環(huán)路
改善使用超結(jié) MOSFET 的反激變換器的電磁干擾措施
通過(guò)對(duì)反激變換器的工作原理,電磁干擾的產(chǎn)生原因,MOSFET的等效原理圖,以及平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)對(duì)比分析,可以看出使用超結(jié)MOSFET雖然降低了反激變換器的損耗和驅(qū)動(dòng)功率,但是由于開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度提高,增大了電壓和電流變化率,使反激變換器的電磁干擾增強(qiáng)。
電磁干擾的危害日益明顯和嚴(yán)重,目前許多國(guó)家已經(jīng)把電磁干擾測(cè)量作為電子設(shè)備的強(qiáng)制測(cè)試項(xiàng)目,針對(duì)不同類(lèi)型產(chǎn)品有不同的干擾限值要求。電源作為電網(wǎng)與用電設(shè)備之間的接口電路,在完成功率傳送和滿足電能變換的同時(shí),不可避免地產(chǎn)生電磁干擾,但是改善和通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)限值要求,也顯得尤為重要。從反激變換器產(chǎn)生電磁干擾的原理出發(fā),降低電磁干擾的方法主要為降低電壓和電流的變化率;減小電路中存在的寄生電感和電容;優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)。
一、減小電壓和電流變化率
減小電壓和電流變化率,可以通過(guò)改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻、改變變壓器結(jié)構(gòu)或者增加緩沖吸收電路實(shí)現(xiàn)。
(1)改變柵極電阻值可以改變開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速率,改變電壓和電流的變化率,如圖17所示,在開(kāi)關(guān)管的柵極外加驅(qū)動(dòng)電阻Rg=Rg1+Rg2,增加Rg,降低開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通速度,加快開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷速度。為了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通和關(guān)斷速度都降低,可以如圖17所示,給Rg2并聯(lián)一個(gè)低壓降快速恢復(fù)二級(jí)管,如接成D1(實(shí)線)的方向,開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為Rg,關(guān)斷時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為Rg1,開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的速度相對(duì)不并二極管時(shí)要慢。
圖17 改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻
(2)在反激變換器的開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間,由于變壓器的初級(jí)漏感Lk和開(kāi)關(guān)管的寄生輸出電容Coss構(gòu)成了一個(gè)串聯(lián)諧振電路,會(huì)產(chǎn)生非常高的過(guò)壓和振鈴,電路的Q值越高,振鈴電壓就越高。這種過(guò)高的振鈴電壓可能會(huì)造成巨大的電磁干擾,并且由于MOSFET漏電壓的升高,甚至?xí)档烷_(kāi)關(guān)管的可靠性。
改變變壓器的結(jié)構(gòu),給變壓器的初級(jí)繞組增加一個(gè)恢復(fù)繞組NR=Np,使兩個(gè)繞組成為雙股,并排纏繞在磁芯或線軸上,形成雙股繞組。如圖18所示,NR一端與初級(jí)地相連,與Np同名的一端通過(guò)一個(gè)二極管D1連接到Vin。這種方法使耦合最大化,并獲得了寄生電容與電感的嚴(yán)格匹配,初級(jí)繞組與其它繞組之間的耦合并沒(méi)有那么重要。
圖18 增加恢復(fù)繞組NR和二極管D1實(shí)現(xiàn)無(wú)源阻尼器
如圖19所示,圖(a)顯示了開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí),初級(jí)電流(通道2,紅色波形)為Coss充電后,在MOSFET的漏極(Vds,通道1,藍(lán)色波形)有振鈴。圖(b)中,通道1仍為Vds,Coss的充電使通過(guò)D的次級(jí)電流(通道2)延遲了約100ns。圖(c)中,恢復(fù)繞組NR直接繞過(guò)寄生電容Coss,將積累的泄漏能量導(dǎo)回電源軌,并箝位開(kāi)關(guān)電壓(通道1),由于Np=NR,所以將Vds限制在Vin的兩倍,而初級(jí)電流的負(fù)浪涌(通道2)事實(shí)上是從恢復(fù)繞組流出的電流。圖(d)中,次級(jí)二極管D馬上變?yōu)檎?,泄漏磁通阻止了電流的傳輸,次?jí)電流(通道2)達(dá)到一個(gè)均衡的峰值,直到漏泄能量被完全恢復(fù),初級(jí)電流降為零。
圖19 增加恢復(fù)繞組NR與無(wú)恢復(fù)繞組的開(kāi)關(guān)電壓與電流對(duì)比
(3)緩沖吸收電路改變高頻電壓和電流的變化率,如圖20所示,在變壓器的初級(jí)繞組并聯(lián)RCD箝位電路,可以抑止由于變壓器初級(jí)漏感在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生的電壓尖峰;L1、L2 和L3可以降低高頻電流變化率,但是L1和L2只對(duì)特定的頻帶起作用,而L3只對(duì)工作于CCM模式才有效; R1C1,R2C2,R3C3,R4C4 和 C5可以降低相應(yīng)的功率器件兩端的高頻電壓變化率。特別注意的是,所有的這些緩沖吸引電路都需要消耗一定功率,產(chǎn)生附加的功率損耗,降低系統(tǒng)的效率;同時(shí)也增加元件數(shù)量、PCB尺寸和系統(tǒng)成本,因此必須根據(jù)實(shí)際需要選擇使用。
圖20 增加緩沖吸收電路
二、減小寄生的電感和電容值
從差模電流與共模電流的產(chǎn)生原因和流動(dòng)方向分析,以下建議幾種減小差模電流和共模電流的方法,設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。
(1)差模濾波器可以濾除差模電流,如圖21所示,差模濾波器是由電感和電容組成的二階低通濾波器,由于其電感有雜散電容,對(duì)高頻干擾噪聲可以由雜散電容旁路,使濾波器不能起到有效的作用,采用幾個(gè)電解電容并聯(lián)可以減小ESL和 ESR,降低開(kāi)關(guān)電流的高次諧波因?yàn)檩斎腚娊怆娙莸腅SL和ESR形成的差模電流。
圖21 降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器
(2)改變變壓器結(jié)構(gòu)(如圖22)降低開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和關(guān)斷瞬間的差模電流。
圖22 降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器
(3)在L與N線之間并聯(lián)X電容,可以濾除差模干擾。
(4)MOSFET采用源極連接芯片基體用于散熱,而不采用漏極,且PCB布線時(shí)減小漏極區(qū)銅皮面積,目的是減小Cde,降低共模電流。
(5)改變變壓器結(jié)構(gòu)降低共模電流,如圖23所示,調(diào)整輔助繞組和次級(jí)繞組的整流二極管放置位置,從而改變電壓變化方向,改變動(dòng)點(diǎn)位置,且注意靜點(diǎn)盡量靠近,減小總體的共模電流;另外,在內(nèi)層放置銅皮,銅皮的寬度小于或等于初級(jí)繞組的寬度,銅皮的中點(diǎn)由導(dǎo)線連接到靜點(diǎn),同時(shí)可以在初級(jí)繞組和次級(jí)繞組、輔助繞組和次級(jí)繞組之間繞制屏蔽繞組(也可是銅皮,方法與內(nèi)層放置銅皮一致),繞滿一層即可,一端連接到靜點(diǎn),一端懸空內(nèi)埋,減小總體的共模電流,但是屏蔽層的使用必須滿足效率的要求,因?yàn)槠帘螌拥氖褂脮?huì)降低初次級(jí)的耦合系數(shù),降低轉(zhuǎn)換效率。
圖23 降低共模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器
(6)在初次級(jí)之間加入 Y電容,如圖24所示, 通過(guò)Cs的大部分共模電流被Y 電容旁路,返回到初級(jí)的地,因?yàn)閅電容的值遠(yuǎn)大于Coe。Y電容必須直接或盡量用短的直線連接到初級(jí)和次級(jí)的靜點(diǎn),一般是開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)的dV/dt大于關(guān)斷時(shí)的dV/dt ,Y電容連接到初級(jí)的地,反之連接到Vin。
圖24 Y電容對(duì)流過(guò)初次級(jí)共模電流的作用
三、優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)
PCB設(shè)計(jì)對(duì)于電磁干擾的產(chǎn)生非常關(guān)鍵,以下建議幾種降低電磁干擾的PCB設(shè)計(jì)方法,設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。
(1)輸入端與輸出端的邊線應(yīng)避免相鄰平行,以免產(chǎn)生反射干擾,必要時(shí)應(yīng)加地線隔離。
(2)按照電路的流程安排各個(gè)功能電路單元的位置,圖25給出了反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的四個(gè)電流環(huán)路,分別是功率開(kāi)關(guān)管交流電流環(huán)路、輸出整流器交流電流環(huán)路、輸入電源電流環(huán)路和輸出負(fù)載電流環(huán)路,每個(gè)環(huán)路要與其他環(huán)路分開(kāi),其中輸入環(huán)路與功率開(kāi)關(guān)環(huán)路必須直接接到輸入電容的兩端;輸出環(huán)路與整流環(huán)路的連接必須直接接到輸出電容的兩端;開(kāi)關(guān)環(huán)路的濾波電容、功率開(kāi)關(guān)管和變壓器必須盡可能靠近放置;輸出整流環(huán)路的整流器、電感和濾波電容必須盡可能靠近放置,放置時(shí)需確定好器件方向,使其之間的電流通路盡可能短。
圖25 反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的主要電流環(huán)路
(3)兩相鄰層的布線要互相垂直,平行容易產(chǎn)生寄生耦合。
(4)盡量減小高di/dt環(huán)路,并采用寬的布線有利于減小差模干擾。
(5)避免直角走線,直角走線會(huì)使傳輸線的線寬發(fā)生變化,造成阻抗不連續(xù),對(duì)信號(hào)的影響主要體現(xiàn)在:拐角可以等效為傳輸線上的容性負(fù)載,減緩上升時(shí)間;阻抗不連續(xù)會(huì)造成信號(hào)的反射;直角尖端產(chǎn)生的EMI。
(6)開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部接地的合理性直接影響到電源的電磁干擾甚至影響其穩(wěn)定工作,圖26給出了反激轉(zhuǎn)換器的地線安排情況,其中電源地是電流環(huán)路底下的支路;控制地是連接控制集成電路和與之相關(guān)的無(wú)源器件的地??刂频胤浅C舾?,因而要在其他的交流電流環(huán)路都布置好后再放置,必須通過(guò)一些特定的點(diǎn)與其他地連接,這個(gè)連接點(diǎn)是產(chǎn)生控制IC所要檢測(cè)的小電壓的所有器件的公共連接點(diǎn),包括電流型變換器電流檢測(cè)電阻的公共接點(diǎn)和輸出端電阻分壓器的下端。除此之外,每條大電流的地線要短而寬,輸入濾波電容的公共端應(yīng)作為其他交流電流地的唯一接點(diǎn)。
圖26 反激轉(zhuǎn)換器的地線安排
(7)在電源的PCB底層鋪銅皮或額外加一塊銅皮或單面板,可以有效的減小電場(chǎng)發(fā)射和共模電流(如圖27)。
圖27 減小電場(chǎng)發(fā)射
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